LED照明电源单级PFC高频变压器设计超实用.docx

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LED照明电源单级PFC高频变压器设计超实用

五步搞定LED照明电源单级PFC高频变压器设计.由于LED照明电源要求：

民用照明PF值必需大于0.7,商业照明必需大于0.9.对于10~70W的LED驱动电源，一般采用单级PFC来设计。

即节省空间又节约成本。

接下来我们来探讨一下单级PFC高频变压器设计。

　　以一个60W的实例来进行讲解：

　　输入条件：

　　电压范围：

176~265Vac50/60Hz

　　PF》0.95

　　THD《25%

　　效率ef〉0.87

　　输出条件：

　　输出电压：

48V

　　输出电流：

1.28A

　　第一步：

选择ic和磁芯：

　　Ic用士兰的SA7527,输出带准谐振，效率做到0.87应该没有问题。

　　按功率来选择磁芯，根据以下公式：

　　Po=100*Fs*Ve

　　Po:

输出功率；100:

常数；Fs:

开关频率；Ve:

磁芯体积。

　　在这里，Po=Vo*Io=48*1.28=61.44;工作频率选择：

50000Hz;则：

　　Ve=Po/（100*50000）

　　=61.4/（100*50000）=12280mmm

　　PQ3230的Ve值为：

11970.00mmm,这里由于是调频方式工作。

完全可以满足需求。

可以代入公式去看看实际需要的工作频率为：

51295Hz.

　　第二步：

计算初级电感量。

　　最小直流输入电压：

VDmin=176*1.414=249V.

　　最大直流输入电压：

VDmax=265*1.414=375V.

　　最大输入功率：

Pinmax=Po/ef=61.4/0.9=68.3W（设计变压器时稍微取得比总效率高一点）。

　　最大占空比的选择：

宽电压一般选择小于0.5,窄电压一般选择在0.3左右。

考虑到MOS管的耐压，一般不要选择大于0.5,220V供电时选择0.3比较合适。

在这里选择：

Dmax=0.327.

　　最大输入电流：

Iinmax=Pin/Vinmin=68.3/176=0.39A

　　最大输入峰值电流：

Iinmaxp=Iin*1.414=0.39*1.414=0.55A

　　MOS管最大峰值电流：

Imosmax=2*Iinmaxp/Dmax=2*0.55/0.327=3.36A

　　初级电感量：

Lp=Dmax^2*Vin_min/（2*Iin_max*fs_min）*10^3

　　=0.327*0.327*176/（2*0.39*50000）*1000

　　=482.55uH

　　取500uH.

　　第三步：

计算初级匝数NP:

　　查磁芯资料，PQ3230的AL值为：

5140nH/N^2,在设计反激变压器时，要留一定的气息。

选择0.6倍的AL值比较合适。

在这里AL我们取：

　　AL=2600nH/N^2

　　则：

NP=（500/0.26）^0.5=44

　　第四步：

次级匝数NS:

　　VOR=VDmin*Dmax

　　=249*0.327=81.4

　　匝比n=VOR/Vo=81.4/48=1.696

　　NS=NP/n=44/1.686=26

　　第五步：

计算辅助绕组NA

　　查看IC的datasheet,知道VCC为11.5~30V.在这选16V.

　　NA=NS/（Vo*VCC）=26/（48/16）=8.67取9.

　　绕法：

　　总结

　　通过样品的测试，实验结果为：

整机效率0.88,PF值：

176V时0.989;220V时0.984;265V时0.975.变压器温升25K.在整个变压器设计过程中。

简化了一些东西。

比如二极管的压降。

对比一下，与一般反激式的变压器有点一致。

只是由于整流桥后没有接大容量的电解电容。

实际的直流最低电压没有1.414倍。

 随着LED在照明、背光等场合的应用，用户在面对体积、调光控制、成本、转换效率等方面有更多的考虑因素。

近年来，采用原边反馈方式的LED驱动器发展迅速，与传统的副边反馈的光耦加TL431的结构相比，其最大的优势在于省去了这两个芯片以及与之配合工作的一组元器件，这样就节省了系统板上的空间，降低了成本并且提高了系统的可靠性。

       例如，美国MPS公司推出的MP4021/4020，在针对AC85V~265V全电压输入范围里，可以提供30W内的解决方案。

其采用原边控制架构的LED驱动电路具有成本和性能优势，可以节省光耦和其它反馈电路，使得产品体积大大减小，从而很好地兼顾了成本和性能。

其应用特点可简单概括为：

     另外，MP4021/4020能实现精确的次级侧LED驱动电流控制，其内置的补偿线路保证了驱动器在全温、宽电压和量产条件下的输出电流精度。

跟我学系列之一，CCM模式APFC电路设计

传统的工频交流整流电路，因为整流桥后面有一个大的电解电容来稳定输出电压，所以使电网的电流波形变成了尖脉冲，滤波电容越大，输入电流的脉宽就越窄，峰值越高，有效值就越大。

这种畸变的电流波形会导致一些问题，比如无功功率增加、电网谐波超标造成干扰等。

功率因数校正电路的目的，就是使电源的输入电流波形按照输入电压的变化成比例的变化。

使电源的工作特性就像一个电阻一样，而不在是容性的。

目前在功率因数校正电路中，最常用的就是由BOOST变换器构成的主电路。

而按照输入电流的连续与否，又分为DCM、CRM、CCM模式。

DCM模式，因为控制简单，但输入电流不连续，峰值较高，所以常用在小功率场合。

CCM模式则相反，输入电流连续，电流纹波小，适合于大功率场合应用。

介于DCM和CCM之间的CRM称为电流临界连续模式，这种模式通常采用变频率的控制方式，采集升压电感的电流过零信号，当电流过零了，才开通MOS管。

这种类型的控制方式，在小功率PFC电路中非常常见。

今天我们主要谈适合大功率场合的CCM模式的功率因数校正电路的设计。

要设计一个功率因数校正电路，首先我们要给出我们的一些设计指标，我们按照一个输出500W左右的APFC电路来举例：

已知参数：

交流电源的频率fac——50Hz

最低交流电压有效值Umin——85Vac

最高交流电压有效值Umax——265Vac

输出直流电压Udc——400VDC

输出功率Pout——600W

最差状况下满载效率η——92%

开关频率fs——65KHz

输出电压纹波峰峰值Voutp-p——10V

那么我们可以进行如下计算：

1，输出电流Iout=Pout/Udc=600/400=1.5A

2，最大输入功率Pin=Pout/η=600/0.92=652W

3，输入电流最大有效值Iinrmsmax=Pin/Umin=652/85=7.67A

4，那么输入电流有效值峰值为Iinrmsmax*1.414=10.85A

5，高频纹波电流取输入电流峰值的20%，那么Ihf=0.2*Iinrmsmax=0.2*10.85=2.17A

6，那么输入电感电流最大峰值为：

ILpk=Iinrmsmax+0.5*Ihf=10.85+0.5*2.17=11.94A

7，那么升压电感最小值为Lmin=（0.25*Uout）/（Ihf*fs）=（0.25*400）/（2.17*65KHz）=709uH

8，输出电容最小值为：

Cmin=Iout/（3.14*2*fac*Voutp-p）=1.5/（3.14*2*50*10）=477.7uF，实际电路中还要考虑holdup时间，所以电容容量可能需要重新按照holdup的时间要求来重新计算。

实际的电路中，我用了1320uF，4只330uF的并联。

有了电感量、有了输入电流，我们就可以设计升压电感了！

PFC电路的升压电感的磁芯，我们可以有多种选择：

磁粉芯、铁氧体磁芯、开了气隙的非晶/微晶合金磁芯。

这几种磁芯是各有优缺点，听我一一道来。

磁粉芯的优点是，μ值低，所以不用额外再开气隙了。

气隙平均，漏磁小，电磁干扰比较低，不易饱和。

缺点是，基本是环形的，绕线比较困难，不过目前市场上也出现了EE型的。

另外，μ值随磁场强度的增加会下降。

设计的时候需要反复迭代计算。

铁氧体磁芯的优点是损耗小，规格多，价格便宜，开了气隙后，磁导率稳定。

缺点是需要开气隙，另外饱和点比较低，耐直流偏磁能力比较差。

非晶/微晶合金的优点是饱和点高，开气隙后，磁导率稳定。

同样缺点是需要开气隙。

另外，大都是环状的。

在此说明一下，环形铁芯虽然绕线比较困难，没有E型什么带骨架的那种容易绕。

但是环形铁芯绕出来的电感分布电容小，对将来处理电磁兼容带来了很多便利之处。

E型的骨架绕线一般都是绕好几层，那么层间电容比较大，对EMC产生不利影响。

另外，开气隙的铁芯，在气隙处，铜损会变大。

因为气隙处的漏磁在铜线上产生涡流损耗。

下面我们就选择一种环形磁粉芯来作为我们PFC电感的磁芯。

我们上面已经计算出了几个参数：

输入电流最大有效值Iinrmsmax=Pin/Umin=652/85=7.67A

输入电感电流最大峰值为：

ILpk=Iinrmsmax+0.5*Ihf=10.85+0.5*2.17=11.94A

升压电感最小值为Lmin=（0.25*Uout）/（Ihf*fs）=（0.25*400）/（2.17*65KHz）=709uH

下面继续计算：

线圈选择电流密度为5A/平方毫米，那么可以计算出我们需要用的漆包线的线径为：

2×SQRT（7.67/（5×3.14））=1.4毫米

因为我们这是按照最极限的输入电压也就是说按照最大的输入电流时来计算的。

所以电流密度取的裕量比较大。

实际按照不同的成本要求，也可以把电流密度取大一些，比如此处取电流密度为8A/平方毫米的话，那么可以得到线径为：

2×SQRT（7.67/（8×3.14））=1.1毫米

这也是可以接受的。

因为是CCM模式的工作方式，基波是低频的半正弦波，在此处我们就不考虑趋肤效应了。

选用单根的漆包线就可以了。

常用的几个公式：

LI=NΔBAe

L：

电感量，I：

电流，N：

匝数，ΔB：

磁感应强度变化量，Ae：

磁芯截面积

L=N×N×Al

Al：

电感系数

H=0.4×3.14×N×I/Le

H：

磁场强度，Le：

磁路长度

继续。

。

。

。

。

计算磁芯大小的方法有几种，最常用的就是AP法，但实际上，因为磁粉芯的磁导率随磁场强度变化较大，计算经常需要迭代重复。

另外，因为磁环的规格相对比较少。

我们就不用AP法计算了。

而是直接拿磁芯参数过来计算，几次就可以得到需要的磁芯了。

经验越丰富，计算就越快了。

适合用来做PFC电感的磁粉芯主要有三类：

铁镍钼（MPP）、铁镍50（高磁通）、铁硅铝（FeSiAl）。

其中，铁镍钼粉芯的饱和点大概在B=0.6附近。

而后两者都可以达到1以上。

此处，我们选用某国产的铁硅铝粉芯，下面是该粉芯的一些特性曲线图：

从图上可以看见，当磁场强度上升的时候，磁导率在下降。

那么电感量也就会下降。

所以，我们希望电感量在承受直流偏磁时不要跌落的太多，那么设计所选择的磁场强度就不能太高。

我们选用初始磁导率μ0=60的铁硅铝粉芯，那么可以从图中看到，当磁场强度为100Oe时，磁导率还有原来的42%，而当磁场强度为100Oe时，磁感应强度为0.5T，远未到饱和点。

我们就把设计最大磁场强度定为100Oe。

那么根据

L=N×N×Al

H=0.4×3.14×N×I/Le

我们得到的限制条件是：

0.4×3.14×SQRT（L/Al）×I/Le<100

由于100Oe时，磁导率只有初始值的42%，所以我们要对上式中的Al乘上这个系数。

那么带入相关的参数L=709uH，I=11.94A，我们有：

0.4×3.14×SQRT（709E-6/（0.42×Al））×11.94/Le<100，简化后得到：

0.616/（Le×SQRT（Al））<100

注意：

上式中，Le的单位是：

cm，Al的单位是：

H/（N×N）

现在，我们可以把磁芯参数带入计算了。

选择一个：

A60-572A，Le=14.3cm，Al=140nH/（N×N），Ae=2.889平方厘米，带入后得到：

115<100

显然磁芯不合适，再选择一个更大的：

A60-640，Le=16.4cm，Al=144nH/（N×N），Ae=3.53平方厘米，计算得到：

99<100，不等式满足。

磁芯选定。

然后，根据99=0.4×3.14×N×I/Le计算得到N=108圈

有时，选择不到合适的单个磁芯，可以选择两个磁芯叠加起来使用。

对楼主的“

0.4×3.14×SQRT（709E-6/（0.42×Al））×11.94/Le<100，简化后得到：

0.616/（Le×SQRT（Al））<100

注意：

上式中，Le的单位是：

cm，Al的单位是：

nH/（N×N）

现在，我们可以把磁芯参数带入计算了。

选择一个：

A60-572A，Le=14.3cm，Al=140nH/（N×N），Ae=2.889平方厘米，带入后得到：

115<100”

对于得数115看不明白，怎么算出来的，能不能讲解一下？

就是0.616/（14.3×SQRT（140E-9））=115

哦，我应该把Al的单位改成H/N^2

这就改。

0.4×3.14×SQRT（709E-6/（0.42×Al））×11.94/Le<100，简化后得到：

0.616/（Le×SQRT（Al））<100

楼主，这个里头的值，Al单位是H/N^2（等于是Al在乘以一个10-9），Le单位为cm。

化简后的值，为什么和我化简后的值不一样，我经过反复计算，得到的是：

0.00205/（Le×SQRT（Al））<100，是我计算出错了，还是中间哪里还要注意。

可不可以把你简化过程的细节贴上来

0.4×3.14×SQRT（709E-6/（0.42×Al））×11.94/Le<100

14.99664×SQRT（709×10-6×1/（0.42Al）×106）×1/Le<100 这里10-6单位变成uH/N^2

14.99664×SQRT（709/（0.42Al））×1/Le<100

616.158×SQRT（1/Al）×1/Le=616.158/（Le×SQRT（Al））<100

和您的结果比起来，还是有点区别差了1000倍，这里，Al的单位是uH/N^2。

是不是还有错误？

709E-6的意思是，709X10-6，怎么后来变成了7096？

？

这就是问题所在了。

不好意思...没看清，我再算次，等等在把原来的改了谢谢

应该是你的AL的单位造成的问题。

你细细想想，用什么单位需要乘以10的多少次方，别搞混了。

看清楚了，您的单位是没有换算，直接得到，也就是说，您那里头的Al单位是：

H/N^2，而我这个答案的Al单位是：

uH/N^2 如果是这样，那应该就没错了

谢谢！

1H=1000mH=1000,000uH=1000,000,000nH=1000,000,000,000pH

限制条件：

0.4×3.14×SQRT（L/Al）×I/Le<100

0.4×3.14×SQRT（709E-6/（0.42×Al））×11.94/Le<100，

这里的“L”带入到公式后变成“709E-6”  “E”表示的是什么呢？

为什么减去6了？

这个有点不理解，希望说明下，谢谢!

这里头L=N×N×Al和这个公式里头的L不是同一个值吗？

能稍微介绍介绍吗？

再次谢谢！

！

再请教好版主，根据第此方法计算下的匝数为108，重新计算出电感L=108*108*144=1.6mH，与709uH相差一倍多，为什么？

另外，比如我想选择一个200uH的工作于DCM/CRM的PFC电感，如何计算选择磁性参数？

指导一下步骤或者看那些资料？

多谢。

假如我们选择另一种材质的磁芯，选择磁导率在直流磁场下衰落比较小的高磁通粉芯，我们来看看计算结果如何。

我们选用初始磁导率μ0=60的FeNi50粉芯，那么可以从图中看到，当磁场强度为100Oe时，磁导率还有原来的65%，而当磁场强度为100Oe时，磁感应强度为0.65T，远未到饱和点。

我们可以设计最大磁场强度定为100Oe。

那么根据

L=N×N×Al

H=0.4×3.14×N×I/Le

我们得到的限制条件是：

0.4×3.14×SQRT（L/Al）×I/Le<100

由于100Oe时，磁导率只有初始值的65%，所以我们要对上式中的Al乘上这个系数。

那么带入相关的参数L=709uH，I=11.94A，我们有：

0.4×3.14×SQRT（709E-6/（0.65×Al））×11.94/Le<100，简化后得到：

0.495/（Le×SQRT（Al））<100

注意：

上式中，Le的单位是：

cm，Al的单位是：

H/（N×N）

现在，我们可以把磁芯参数带入计算了。

选择一个：

H60-572A，Le=14.3cm，Al=140nH/（N×N），Ae=2.889平方厘米，带入后得到：

92.5<100

显然这个磁芯是可以的。

然后，根据92.5=0.4×3.14×N×I/Le计算得到N=88圈

假如用铁氧体磁芯来设计PFC升压电感呢？

因为铁氧体的规格众多，所以，这时候用AP法来初步计算一下倒是很方便哦：

AP=（L×I×I×100）/（B×Ko×Kj））^1.14

=（709E-6×11.94×11.94×100/（0.25×0.75×5））^1.14

=15cm^4

上式中，B是工作磁感应强度最大值，Ko是窗口利用率，取0.75，Kj是电流密度，取的是5A/平方毫米，后面^1.14表示1.14次方。

此公式见蔡宣三的《开关电源设计》一书。

经过选择，我们可以选择某公司EE55B铁氧体磁芯：

Ae=4.22cm^2，Aw=3.85cm^2

4.22×3.85=16.25>15

所以可以选择此磁芯。

然后，根据LI=NΔBAe，

709E-6×11.94=N×0.25×4.22E-4

N=80，

核算一下窗口面积，假如采用直径1.4mm的漆包线，那么80×1.4×1.4/100=1.57cm^2<

这个时候，如果像像上面这样窗口裕量比较大的情况下，可以适当多绕些匝数，依然通过调节气隙的方法，把电感量调节到709uH左右。

可以降低工作的磁感应强度，对于抗饱和有帮助。

用铁氧体磁芯来制作PFC电感，还有一个地方需要留意的是，在开气隙的附近由于漏磁，铜损会比较大，所以对于EE型的磁芯，垫气隙可以将气隙分成两部分，比磨掉中柱的那样好，因为将气隙分散，可以减少漏磁。

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