第四章模拟电路基本单元和基本模块设计.docx
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第四章模拟电路基本单元和基本模块设计
第四章模拟电路基本单元和基本模块设计
单纯的数字电路远不能满足人们在进行ASIC设计时所具有的全部需要,数字电路、模
拟电路、以及数模混合集成电路都各自占据着专用集成电路总份额中的一个相当大的比重。
通常,把处理信号连续变化(包括输入和输出)的电路叫做模拟电路,这类电路是通过波形的瞬时值来传递信息的。
模拟电路可分为两类:
第一类是线性模拟电路,其输出信号与输入信号成线性关系。
各类放大器属于线性模拟电路。
第二类是非线性模拟电路,其输出与输入信号之间满足某种特定的非线性关系。
例如,滤波器、调制解调器等属于非线性模拟电路。
模拟集成电路,是指具有对模拟量进行各种处理功能的集成电路,而模拟量指的是连续变化着的物理量,如电路系统中的电压、电流等。
一般早期的所谓模拟集成电路指的就是线性模拟电路,因为它相对于非线性模拟集成电路来说实现起来比较简单。
但是由于通信业的迅速发展对非线性模拟集成电路的需求越来越大,各种高频的非线性模拟集成电路成了发展的热点。
由于模拟集成电路品种繁多,线路复杂,而且同数字电路相比,电源电压高、电路中的电路重复率低,加之工艺的限制,制造电感、大电容等都比较困难,因此模拟集成电路的发展相对落后于数字集成电路。
然而,由于近年来集成工艺水平的提高,电路设计技术的不断改进,模拟集成电路技术也已获得了较大的进展。
模拟集成电路中,由于MOS晶体管在失调、跨导、噪声、负载能力等方面的固有弱点,
长期以来始终占据着绝对领导地位的是双极型模拟集成电路。
随着电路规模的不断增大和系统集成(SOC)的要求,MOS器件面积小、功耗低的优点显得越来越重要。
另一方面,数字
电路以MOS为主,数模混合技术的问世也对MOS莫拟电路提出了需求。
因此目前全MOS莫拟集成电路技术正引人注目地发展着,模拟集成电路制作工艺方面的弱点逐步得到克服。
电路品种日趋繁多,例如A/D转换器、开关电容滤波器、通信系统中的编译码器、振荡器等等。
与双极型(三极管或二极管)电路相比,MOS莫拟集成电路有如下一些优点:
1.占用管芯面积小。
2.电路功耗低。
3.MOS管具有高的输入阻抗。
4.便于将数字和模拟电路做在同一芯片上。
5.便于和MOS微处理器及存贮器接口。
6.便于制作高集成度的系统或子系统。
本章在给出MOS莫拟集成电路若干基本单元的基础上,介绍一些MOS运放、D/A、A/D
等常用电路及其设计方法。
4-1模拟集成电路的基本单元
MOSFE■的小信号性能。
在MOS模拟
在开始讨论各种单元之前,我们简单地介绍一下
在饱
电路中,一般MOSFE均工作于饱和区。
因为饱和区的跨导比非饱和区的跨导大得多。
和区MOSFE的伏安特性方程(以N沟管为例)为:
考虑到沟道调制效应对伏安特性的影响,方程修正为
(4-2)
其中入为修正因子。
在MOS莫拟电路中跨导是一个很重要的参数。
由(4—1)式可以得到MOSFE管在饱和区的跨导
或写成
(4-4)
在MOS莫拟集成电路中,由于MOSFE管的物理效应对集成电路有一定的影响,因此在设计中要考虑到这些因素。
比如体效应、亚阈值特性、短沟道效应、噪声性能、静电反馈效应、电荷限制效应等等。
想了解这方面详情的读者请参阅相关专业书籍,在这里我们不做进一步讨论。
本节主要介绍MOS差分放大器、恒流源、基准源、有源负载等。
§4-1-1MOS差分放大器
图4-1表示了n沟MOS差分放大器。
差分对管T1、T2的源极相连,且接恒流源I。
。
放大器的跨导可定义为单位输入电压的变化所引起的输出电流的变化。
可以推导出图4-1
所示差分放大器的跨导为
gm「2Klo(4-5)
其中K为一与T1、T2几何尺寸和工艺参数有关的常数
K=2」Cox罟
还可直接写出MOS差分放大器的电压增益为:
Kv=-gmRC=-、2KIORc
RC=RC||rDS
§4-1-2MOS恒流源
MOS晶体管可以组成具有参考电流且电流值大小可调的恒流源电路。
其基本形式与双
极型基本恒流源一样,如图4-2所示。
图中Ti、T2管为n沟增强型MOS管。
可列出Ti管的偏置方程为:
Vgs(4-7)
由于「管的栅漏短接,因此总满足VbS1>VGS1-VT1,故T1管始终工作在饱和区:
Id二K(Vgs“)2(4-8)
因Ir=IDIG,而IG很小,故可表示为:
Id:
Ir
联立上面(4-7),(4-8)两式,就可求出Ir。
若「、T2两管特性完全一致,则该电流源的输出电流Io为:
lr
若「、T2两管特性不一致,则该电流源的输出电流Io为:
lr
输出电阻为
lr工lo的影响比起双极型中基极电流的影响要小很多。
但当电路要求有多个恒流源时,若仍用基本恒流源电路,则参考电流与恒流电流之间的差值会较大。
此时参考电流为:
lr=lo・(n1)Ig。
当然在实际电路中,希望输出电阻越高越好,以便得到更好的恒流特性。
这可以通过选取较小“入”的管子来实现。
当“入”很小,且保证入VDs《1时,则可
1
有ro。
实验表明,入和沟道长度L近似成反比。
这就是说使MOS管的沟道尽可能长
lo九
些,以便获得较大的输出电阻,从而得到更好的恒流特性。
由于「,丁2管漏极电平的差异,即V)S1^V)S2,这将是造成参考电流lr与输出电流lO不等的另一个原因。
不过这个不利因素,可以用在MOSf的源极加一个电阻来调整MOSf的漏源电压的方法加以缓解。
但是不能从根本上解决这个问题。
还有一种恒流源叫威尔逊恒流源(补偿恒流源),其基本的电路结构如图4-3(a)所示。
对于基本威尔逊恒流源其优点是输出电阻r。
的
提咼。
而由VdS1和V)S2不等所引起两管沟道调制效应程度不同的影响(lr和lo不等)却没有缓和,因此又有了威尔逊恒流源改进型,如图4-3(b)所示。
改进型威尔逊恒流源中的T3
和T4管维持V)S1和VDs2之值
接近相等,有效地去掉了沟道调制效图4-3
应的影响。
T3管使镜恒流源的输出电
阻增大。
而且威尔逊恒流源还有负反馈作用,使得输出电流I。
的变化得到补偿,从而获
得更高的输出电阻,提高了恒流源输出电流的稳定程度。
§4-1-3MOS基准电压源
在MOSA/D等中,需要用到各种基准电压源。
与双极型基准电压源的要求一样,也希
望它们稳定、内阻小、噪声低。
下面介绍CMO带隙基准电压源。
CMO带隙基准电压源利用MOS晶体管工作在亚阈值区(弱反型区)时的电流特性:
'11、、「'VDS、、'VGS—Vt、
其中n斜率因子(品质因子)
ID0特征电流
怙飞怙0旳{%包忑)}{1©吩才}的(〒)
Vt二kT/q
获得一个正温度系数的电压源,与双极型晶体管be结的负温度系数互相补偿,得到一个恒定的基准源。
这种电压基准只用于非常小的功率。
图4-4表示了一种CMOSr隙基准源电路。
所有的MOSf都工作在亚阈值区饱和状态。
n沟的T1,
T2管与P沟的T3,T4管分别组成基本恒流源且构成一闭合回路。
电阻R的负反馈作用使IR1电流保持稳定。
T2,T5管也组成基本恒流源。
基准源电压Vef为具有负温度系数的T6管be结
压降和具有正温度系数的R2上的压降VR2的迭加。
可以推导得出,当这种基准源调整到零温度系数时,其输出基准电压值为晶体管禁带带隙电压加上一温度的函数,即Vref=Vg0■mkT,其中m为常数,取决于二极管的制造和温度特性。
q
为了保证所述电压基准的正常工作,必须注意以下三点:
首先,器件必须工作在弱反
型区,即使在最高工作温度下也是这样;其次,特别是在n沟器件中,泄漏电流必须最小,
以防止这些电流成为高温误差的主要来源;最后,器件的输出电阻必须大到足以保证器件作为镜像电流源正常工作。
通过采用长型器件,或用不同类型的镜像电流源,就可以做到
这些。
在这个基准源结构中,双极型T6管与CMO工艺的相容性问题即为通常所说的Bi-CMOS
工艺所要研究的问题。
§4-1-4CMOS有源负载增益级
式中gD1,g°2为Tl,T2管的漏极输出电导。
可见随着工作电流Id的上升,电压增益以电流平方根的关系下降。
这是因为MOSf的跨导仅与电流平方根成正比,而不象双极型那样,跨导与电流成正比。
因此CMOS曽益管在饱和区范围内,减小漏极电流能增大电压增益。
§4-2MOS模拟电路的基本模块设计
利用上面所介绍的模拟单元电路和其它的相应电路,可以构成具有一定功能的模拟功能块。
在设计模拟功能块时我们要从微电子系统的观点出发,考虑相应电路的实现。
模拟功能块一般多用于信号处理,比如预处理(滤波、模数转换)和后处理(数模转换、滤波)
本节主要介绍CMOS!
算放大器、D/A、A/D变换器、滤波器等。
当然,还有整形电路、乘法器、调制器和振荡器等。
§4-2-1CMOS运算放大器
在模拟电路的设计中,最重要的电路之一就是运算放大器(简称为OPA。
它的主要
作用是提供足够的增益。
利用外加的反馈电路,运算放大器可实现模拟信号的多种处理功能,诸如放大、微分、积分、求和、对数等运算。
在本节中我们简单介绍一下CMOS运算
放大器。
在介绍具体电路之前,有必要对标志MOSOP性能的主要参量作一概括描述。
1、差模开环电压增益(DifferentialOpen-LoopVoltageGain)Aod
指无外加反馈时的直流差模电压增益。
理想OPA的Aod为无穷大。
2、输入失调电压(InputOffsetVoltage)Vo
指为了使输出电压为零,在输入端所需加入的补偿电压。
3、共模抑制比(Common-ModeRejectionRatio)CMRR
指差模开环电压增益与共模增益之比。
4、输入共模范围(InputCommon-ModeRange)Vcm
指为保证OPA各级均能正常放大(不产生截止、饱和或击穿),OPA输入端所能加入
的最大共模电压。
5、单位增益带宽(Unity-GainBandwidth)fc
指Aod下降到OdB时的频率。
6、转换速率(SlewRate)SR
指输入阶跃电压时,输出电压的最大时间变化率。
SR「|max
.t
7、电源电压抑制比(PowerSupplyRejectionRatio)PSRR
指电源电压变化所引起的输入失调电压变化率:
8、建立时间(SettingTime)ST
指输入一定的阶跃电压使OPA输出电压达到最终值的土0.1%范围以内所需的时间。
不同用途的OPA其参量要求的重点也不一样。
对于单片OPA应对其参量作较全面的
要求,以便适应多种用途。
当设计和制作片内OPA时,就没有必要全面要求,否则将不必要
地增加芯片面积和工艺难度,至使重点参量水平下降。
图4-6CMOS运放的简化图
图4-6表示了典型的CMOS!
算放大器的简化图。
电路主要由两级放大器组成,第一级中P沟管Ti,T2为差分输入对;n沟管T3,T4组成基本恒流源,作Ti,T2管的有源负载;T7管提供这一级的偏置电流。
第二级中n沟管T5为共源反相
放大,T9为其有源负载。
在通常高阻抗负载情况下,可直接从T5管漏极输出。
米勒电容C是作为频率补偿而引入的。
在输出与电容之间的源极跟随器T6起缓冲作用,可避免输出信号在高频处通过C的直馈效应。
T8管为T6管提供恒流偏置。
Ts,T4和T5管为n沟MOS外,其余均为P沟MOS表4-1列出了各管子
Ti,T2有较长的沟道以改善匹配的精度,同时也提高了输出阻抗。
表
整个电路中除了的尺寸,其中输入管
4-2给出了这个电路的典型参量。
表4-1CMOS运放各MOSt尺寸(・m)
管子
类型
宽长比(W/L)
Tl,T2
P
200/7.5
T3,T4
n
100/5
T5
n
400/5
T6
P
400/7.5
T7,T8
P
150/7.5
T9
P
300/7.5
表4-2CMOS运放典型参数
4曰.参量
单位
典型值
开环增益Kv
1500
输入失调电压Vos
mV
20
单位增益带宽
MHz
3.2
转移速率土$
V/Ms
+8/-33
共模抑制比Kcmrr
dB
60
功耗P3
mW
22
芯片有效面积
mn2
0.35
§4-2-2集成电压比较器
电压比较器是用于识别加于电路的两个输入端上差模电压极性的一种电路。
123
比较器的基本要求:
开环增益,输入失调电压,输入共模范围,输入偏置电流,输出驱动电流,输出电压,电源电压,静态电流,输出上升时间,输出下降时间,输出延迟时间和芯片面积等。
电压比较器如图4-7(a)所示,反相输入端加参考电压Vef,同相输入端加输入信号Vi。
Vref、V的波形如图(b)。
当输出电平VO为高电
平VOh时,可判定(V-Vref)>0;当输出电平
Vo为低电平Vol时,可判定(V-Sf)<0。
输出电平Vo的波形如图(C)。
(a)符号(b)输入信号(c)输出信号
图4-8电压比较器方框图
图4-7电压比较器及输入/输出波形
电压比较器输入的是模拟信号,而输出的即为逻辑信号。
因此它是联系模拟电路与逻辑电路的中间电路。
一个电压比较器就可看作是一位的模/数转换器。
图4-8表示了典型电压比较器的方框图。
从图4-8可以看出,如果去除”逻辑输出"与"选通",电压比较器即为一个高增益的运
算放大器。
因此从电路结构和工作原理上看,比较器和运放是十分相似的。
逻辑输出级的
功能是产生一个与后级逻辑电路能相容的逻辑电平;选通端是用来直接控制输出电平的
当选通端加一脉冲时,比较器输出为一确定的电平,而不受输入的影响,以此克服暂态效应引起的输出变化。
§4-2-3D/A转换器(IPCORE概念)
数/模(D/A)和模/数(A/D)转换器是连续变化的模拟量与离散的数字量之间的变换电
路。
由于D/A转换器比A/D简单,而且往往A/D转换器中包括了D/A,因此本节先介绍D/A
转换器。
D/A转换器的原理图如图4-9所示。
描写D/A转换特性的主要参量如下:
分辨率:
表示转换器可以接受的位数。
若转换器能够接受n位数字信号输入,则
其可能输出的电压(或电流)数为2n个。
称其分辨率为n位。
②线性度:
对理想的D/A转换器,相等的数字输入增量应有相等的模拟输出增量。
可用数字输入量作X轴,用模拟输出量作Y轴,则它们的相应关系在理想的情况下应为一
itii
二进制开关
|||4
b1b2b3b4
图4-9D/A转换器方框图
直线,如图4-10所示。
线性度就是表示模拟输出量偏离直线的程度。
若设&为线性度的误
差,「为相应于数字输入变化为最低有效位(LSB)时模拟输出的变化,则定义线性度
为:
一。
通常用该转换器所可能有的最大线性度误
A
差与.泊勺关系表示线性度。
例如线性度
<1LSB,即
2
表示
线性度与上面介绍的分辨率都反映了转换器
的精度。
若分辨率越高,线性度越小,则转换器的精度就越高。
影响精度的因素很多,其中开关电路的性能(例如导通电阻、失调电压)和网络阵列中元件的精度对其影响较大(参见图4-11)。
此外基准电源和运算电路的偏离都将使精度降低。
模拟输出电压
z
J-
4.
■pF
z
X
A
r
f
八X1
一
01
0C
>1心
L001110D1Q1L
LOlix
数字输入
图4-10线性度的图示
3工作速度:
常用传输时间来表示D/A转换器的工作速度。
传输时间是指从输入信号
起到输出达到接近终止的某个值(可有不同的规定)所需的时间。
影响工作速度主要因素是
开关电路的速度,此外也与转换器中它电路的延迟等有关。
4温度灵敏度:
表示在确定的数字输入下,模拟输出随温度的相对变化,单位为ppm
/C0。
D/A转换器的形式很多,按其开关类型可分为电流型开关和电压型开关;按其网络阵
列形式可分为权电阻型和R-2R型;按连接方式可分为串联、并联及间接式。
下面介绍反梯
形R-2R电阻网络电流开关D/A转换器。
在集成的D/A转换器中,较多地采用R-2R梯形电阻网络,这是因为它避免了在权电阻网络中最大电阻与最小电阻之间差值很大而引起的问题。
R-2R梯形网络有两种形式:
开关接在电阻网络后面的称正梯形;开关接在电阻网络前
面、直接与运算器输入端相连的称反梯形。
反梯形D/A转换器如图4-11所示(图中只画了
四位)。
基准源电压vref与电阻网络固定连接,电流开关K1、K2、K3、K4由数字控制电路输出信号来确定接地或是接至运算器的输入端。
假若放大器是理想的,则输入点P点是虚
地,因此无论开关在两个位置中的哪一个位置,流入梯形网络的电流都是相同的。
因此这
种转换器的电阻网络部分总可画成图4-12所示电路。
从图中利用简单的串并联求电流的方
LSB粼字控舸电跖MSB
法,即可得到各支路电流分别为
2,4址,其中-VR
图4-11R-2R反梯形D/A转换器图4-12反梯形电阻网络等效电路
由各支路电流值,可把传输到运算放大器A的输入总电流表示为
Is==ai—a2—a3~a4
24816
式中ai,a2,as,a4有"1"或"0"两种状态,则放大器A输出电压为:
Vo=-IsR=-IR(聖•亞色便)
21222324
这种反梯形结构的D/A转换器一般来说比正梯形性能优越,一则是通过反梯形网络各电阻的电流不随开关位置而改变,因而电阻上的电压保持不变,毋需给与网络有关的寄生
电容充放电,消除了电阻网络产生的传输延迟时间问题,从而提高了速度;二是在正梯形
结构中,一般要采用电压开关,开关的速度慢,而且开关在其中一个状态下将承受参考电压;而反梯形结构中,开关直接与放大器的输入端相连,故不会有可观的电压。
§4-2-4A/D转换器
A/D转换器是用来将模拟输入信号转换为对应的二进制数字量代码。
因为模拟信号在时间上和幅值上均是连续的,而数字代码是离散量,所以进行转换时必须在一系列选定的瞬间对输入模拟信号采样,然后再把这些采样值变成幅值上也是离散的数字量,这个过程称为量化。
通常A/D转换过程由四步来完成,即采样、保持、量化和编码,这些步骤往往合并进行,例如采样和保持是利用同一个电路连续进行,量化和编码在转换过程中也是同时完成的。
A/D转换原理:
A/D转换器是将模拟信号转换成数字信号,因此它又称为编码器。
实现A/D转换器的
基本思想是以某一参考电压vref为单位去度量模拟信号,从而得到数字量。
因此,A/D转
换器的过程实质是将模拟信号幅值量化的过程。
由于所得数字量的位数有限,转换结果所得的数字量是模拟量的近似值。
量化过程会产生误差,该误差称为量化误差,是A/D转换
器的原理性误差。
A/D转换器的技术性能:
A/D转换器的性能有些与D/A转换器的相似,有些为其特有。
其性能分为静态特性和
动态特性。
静态特性指其实际量化特性。
实际量化特性与理想量化特性之间存在一定的偏差,这是由于A/D转换器中存在失调误差、增益误差、非线性以及温度、时间、电源变化所引起。
理想A/D转换器的量化特性仅由量化方式、输出数字的位数和码制决定。
A/D转换器的动态特性主要是指转换时间和转换速率。
转换时间指从转换指令发出到
A/D转换器产生完整而有效的数字量所需要的时间。
有时又分为字转换时间和位转换时间。
3在并行转换方式中,位转换时间等于字转换时间;在串行转换方式中,位转换时间=字转6换时间/该字的总位数。
转换速率指单位时间内A/D转换器所能完成的转换次数。
因为任
何转换器在相邻的两次转换之间都留有复位时间,所以转换速率与转换时间的关系有
转换速率=1/(转换时间+复位时间)
A/D转换器较D/A转换器的结构要复杂,而且种类繁多,很难用一个统一的框图来说明它们的基本结构。
下面只介绍一种在集成化的A/D转换器中较常用的类型,即逐次比较
当第一个CP时钟发生作用时,D型触发器FFA之Q=1,此时QB=Qc=Qd=Qe=Qf
=0,而且FFi置位,而FF2,FF3,FF4复位(注意Q与FF2,FF3,FF4直接复位端RD连接),因此Q=1,Q2=Q3=Q4=0,数码寄存器输出1000到D/A器,得到的模拟信号Va与输入信号Vi(有待于进行A/D变换的信号)通过电压比较器比较,比较的输出Voa取决于V和VA的相对值;当V
图4-14逐次比较式A/D转换器原理图
当第二个CP时钟发生作用时,Qb=1,而Q=Qc=QD=Qe=QF=0,这时与门G有两种可能:
若Voa=1,因为此时Q=1,则与门G被选通,使FF1复位,即Q=0;若Voa=0,则与门G不选通,FF1保持原来状态,即Q=1。
Q同时与FF2之置位端S相接,故Q=1,然后数码寄存器的状态第二次输入D/A转换器(此时状态为X100,其中X表示Q的两种可
能),再进行比较输出。
在CP时钟第三、四、五次发生作用时,重复上面的过程,只是CP第五次作用时,仅
对与门G选通。
在时钟第六次发生作用时,这是A/D转换器在一个周期中没有进行比较的时间间隔。
在这间隔内,D触发器FFF输出Q=1,使与门G,Gb,Gc,Gd选通,从而寄存在FF1~FF4中的数码得到输出。
在转换器的一个工作周期过程中(从第一个CP时钟发生作用至数码输出),要求模拟
输入的信号不变。
因此通常在A/D转换器的输入端加上取样/保持电路。
为使取样与转换同
步,应在Q=1时进行取样,Qf=0时,取样信号被保持。
从上面的分析可知,这种A/D转换器在CP时钟节拍的控制下,由高位依次向低位逐位
进行比较,对N位的A/D转换器需N次比较,在A/D转换器中属于速度较快的一种。
其速
度主要由D/A转换器的速度、比较器的速度以及所有触发器及门的延迟确定,而它的精度
几乎完全由D/A转换器决定。
§4-2-5滤波器
滤波器被广泛应用于电子系统中,其功能是在指定频带内,让有用信号通过,同时抑制(衰减)无用信号。
它常用作信号处理、数据传送和抑制干扰等。
早期滤波
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- 第四 模拟 电路 基本 单元 模块 设计