CRM方式的PFC的设计程序.docx
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CRM方式的PFC的设计程序
CRM方式的PFC的设计程序
在中小功率领域,为简化设计,降低成本,ONSEMI最新推出的CRM方式PFC控制IC为世界之最,下面介绍其特性及应用。
NCP1606采用8PIN封装,为L6561近似的工业标准,特点如下:
●省去了输入电压检测。
●用逐个周期的时段控制法锁住PWM。
●极低的起动电流,≦40uA。
●低工作电流2.1mA。
●-500mA/+800mA驱动能力。
●具有窗口电压的欠压锁定方法。
安全保护特色有:
●可调的输出过压保护。
●开环保护,欠压保护。
●精密的时段限制。
●过流保护。
NCP1606主要适用于300W以下的低成本AC/DC的PFC部分。
NCP1606的简单应用电路,内部电路及接线见图1。
其8个引脚功能描述如下:
1PIN反馈(FB)。
此为内部误差放大器的输入端,用一简单的电阻分压器将输出电压送至IC的此端,保持输出电压稳定,还用于过压及欠压保护。
2PINControl调节方框电路输出端,外接补偿网络于1PIN,2PIN之间,以此设置低带宽的误差放大器,完成PFC功能,实现低的THD。
3PINCt此端可以源出270uA电流给外接定时电容充电,控制功率开关的导通时间,所用方法系比较Vct和内部控制方框的分压器电压。
4PIN电流检测此端用于限制外部功率MOSFET的脉冲电流,此端电压超过1.7V时(A版)或0.5V时(B版),器件驱动即关断,由外接的Rsense调节电流。
5PINZCD零电流检测,此为CRM方式PFC的必备端子,从辅助线圈给出信号接至此端,检测电感电流的过零点信号。
6PINGNDIC公共端。
7PINDRV输出驱动端直接接PFC功率MOSFET的栅极。
8PINVCCIC的供电端,在Vcc达到12V时IC起动,降到9.5V时关断。
起动以后典型工作电压范围为10.3V—20V。
图1NCP1606的内部等效电路及外部元件接线图
下面详细说明NCP1606的功能及应用.
NCP1606是一个电压型功率因数校正控制器,设计成外围元件少的低成本预调整器,以满足AC/DC对功率因数的要求。
该控制器工作在临界导通模式(CRM),最大输出功率可达到300W。
它不需要线路电压检测网络,输出电压可精密控制,而且有更好的安全保护特色。
关键特色如下:
●恒定导通时间(电压型)的CRM工作方式,易得到高功率因数,无需电压检测网络,得到了极低待机功耗。
●精确可调的导通时间限制,NCP1606用精密电流源及外接电容产生导通时间。
●高精度电压基准,误差放大器基准电压在各种变化条件下偏差仅为2.5V±1.5%。
这使得它的输出电压很稳定。
●非常低的起动电流,起动时消耗低于40uA,Vcc电容快速低功耗充电,并给出可控的欠压锁定电平。
●强力输出驱动能力,-500mA/+800mA的图腾柱栅驱动输出,可使外接功率MOSFET迅速开启和关断。
此外,能确保在Vcc低于开启电平时不会有输出驱动。
●可调的过压保护(OVP),可保护PFC部分输出过冲破坏Bulk电容。
这种现象常出现在起动过程中或负载迅速移去时,NCP1606B给出较低的OVP阈值,这减少了待机损耗。
●应对系统开环的保护(UVP),欠压保护时即禁止PFC级。
输出变得过低,这还保护了反馈网络故障时的状况。
如果没有电压加到FB端(例如连接故障),UVP功能激活,并关断IC。
●过流限制,峰值电流精确地被限制,用逐个脉冲检测法,它可用外接的Rsense精确调节NCP1606B的过流阈值,这进一步减小了应用中的功耗。
一个增强的LEB滤波器减小了噪声干扰形成的误触发。
●关断特色PFC预调整器很容易在FB及ZCD端加入关断模式。
在此模式下,Icc电流减下来,误差放大器被禁止。
应用信息及注意:
多数开关电源都是用二极管桥整流及Bulk电容储能来从AC线路产生直流电压,然后将此电压再转换成所需要的电压。
NCP1606即采用BOOST电路的方法改善功率因数。
下面给出它的设计步骤。
详细应用电路给出如图2。
设计程序如下:
第一步:
给出BOOST电路的技术规范。
见表1。
图2CRM-BOOST组成的PFC级电路
表1技术规范:
第二步:
计算升压电感.
升压电感用
(1)式求出:
(1)
为确保所需最小开关频率,升压电感必须用最低及最高RMS线路电压评估,结果如下:
平均定为390uH,
(2)式用于计算满载时的最低频率。
(2)
这给出在88VAC时为63KHz,264VAC时为55KHz。
第三步:
计算电容的大小
Ct电容必须足够大,应对低线满载时的最大导通时间,最大导通时间由下式给出,
(3)
当然,定出的最大导通时间要给出所要的功率,还要减小高线的控制范围。
因此,Ct电容最好略小于(4)式给出的值。
(4)
此处,Icharge及VCT(max)由NCP1606数据表给出。
为确保最大导通时间总能给出,用最大Icharge及最小VCT(max)来计算Ct。
这样求出的Ct为1.1nf,选为1.2nf。
给出足够余量。
第四步:
决定ZCD匝数比.
要从升压电感中给出零电流检测(ZCD)信息,当开关导通时,ZCD电压等于:
(5)
此处,Vin=瞬时AC线路电压,当开关关断时,ZCD电压为:
(6)
为激活NCP1606的零电流检测比较器,在整个工作条件下,ZCD匝数比应满足在ZCD端子处VZCDH为2.3V,此即:
(7)
见ZCD波形及ZCD内部电路图如图4。
图4ZCD电流检测的波形图5ZCD的内部逻辑电路及外部连接
选择匝比为10,用一个电阻RZCD,加到ZCD线圈和5PIN之间,以限制进入流出此端的电流。
此电流必须足够大,使其不能触发ZCD的关断特点:
(8)
此处,ICL_NEG=2.5mA。
当然,这个电阻值和ZCD端的小的寄生电容还决定此时ZCD线圈的信息。
它由下一个驱动脉冲开始,理想地,ZCD电阻在其波谷时开始驱动,这会减小开关损耗,因为此时的MOSFET的漏电压最小。
RZCD的值最好由经验得出,太高的值会建起检测ZCD的一个有效的延迟。
在此情况控制器将工作在断续导通状态(DCM),功率因数将受到损害。
反过来,如果ZCD电阻太低,下一个驱动脉冲会在MOS漏极电压较高时就给出驱动脉冲,使得效率变坏。
第五步:
设置FB,OVP和UVP电平.
因为PFC仍有很低的带宽,在起动及瞬态负载时会有过冲且功率因子变坏。
为防止这点,NCP1606在FB端还加入了可调的OVP保护电路。
OVP由ROUT1来设置激活点。
NCP1606的数据表中给出:
(9)
此处,Iovp=40uA(NCP1606A)或Iovp=(NCP1606B)。
因此,为实现所要的最大输出电压保护,对NCP1606B为:
(10)
这给出了4MΩ的值,对NCP1606A此值为1MΩ。
Rout2按2.5V考虑用下式计算.
(11)
给出值对B为25KΩ对A为6.3KΩ.
当决定了最大输出电压时,要小心Vout上自然交流AC频率的纹波值,它由PFC级平均作用导出,给Bulk电容充电时随输入线路上升,此时无负载电流纹波电压计算式如下:
(12)
此处,fline=47Hz,Bulk电容为68uf,纹波电压最大为12.5V,要使其在峰值的保护电平(440--400)V之下。
NCP1606给出了欠压保护功能。
在正常条件下,升压电容会充电到线路峰值,则NCP1606进入欠压保护,最小输出电压由下式给定。
(13)
此处,Vovp=300mV。
注意,这个特点还提供了一个应对反馈回路开环的保护,考虑到如果ROUT1意外地开路,升压就不再正常,FB端电压太低甚至到0V。
这会给出最大功率,会导致输出电压给出最大值以上,造成灾难性后果。
为此,NCP1606革命性特色会等待180us,在起动周期中给出第一个驱动脉冲。
由于误差放大器正常使FB端到2.5V,NCP1606在此段时间内离开误差放大器,如果FB端仍低于UVP水平(300mV),它就连续禁止驱动输出及误差放大器的工作。
这样欠压或开环条件在起动中精密地作了保护,见(图6)。
图6UVP及从UVP恢复的波形图7ROUT1开路后的UVP波形
如果开环现象在起动后出现,则故障无法立即检测出来,这是因为误差放大器调节控制端已达到2.5V,为此FB电压仅在最大控制端电压之后才能降下,当FB端电压降到UVP阈值以后,才会进入欠压故障(见图7)。
第六步:
设计功率元件大小.
功率元件大小合适才能正常工作。
要其有合适的电压和电流应力,在低线及满载时,有:
1.升压电感.
(14)
(15)
2.升压二极管DBOOST.
(16)
3.功率MOSFETM1.
(17)
MOSFET的最高电压等于Vout,最高电压达到440V。
可选500V或550V的产品。
4.检测电阻RSENSE.
(18)
(19)
5.Bulk电容容量Cbulk.
(20)
电容容量的计算在第五步给出了可接受的纹波电压,按要求此值需要进一步增加,保证给出RMS电流到负载。
电容的耐压要大于最大Vout,再加上纹波电压值,选450V。
第七步:
IC供电的Vcc.
通常,用一支电阻连接于AC输入到8PIN给Vcc(on)。
因为NCP1606起动消耗非常低,更多的电流用于给Vcc电容充电,这就提供了快速的起动时间,并减小了待机功耗。
起动时间可按下式计算:
(21)
此处,Icc(startup)=40uA。
当Vcc电压超过Vcc(on)的电平(12V),NCP1606的内部基准及逻辑电路开启工作,控制器有一个欠压阈值(UVLO)的特色,它保持工作状态到Vcc降到9.5V。
这个窗口允许其它电源有足够的时间形成以供给Vcc维持工作。
ZCD绕组还是一个很好的备用源,它产生的电压可能略低于所要的Vcc水平,因此,加入一个小型充电泵来形成Vcc,如图8所示。
C1储能给充电泵,R1限制电流减小充电电压率,D1供给电流到C1。
此时其阴极为负,当它的阳极变成正时,限制了加到Vcc的最大电压,当ZCD绕组开关状态时,C1上的电压经过一个周期后成为:
(22)
因此,Vcc能供出的电流为:
(23)
在脱线的AC/DC应用时需要两级。
第一级CRM升压PFC也可由第二级隔离的反激或正激变换器供电。
这种方案展示出很好的性能和低成本。
当然,在轻载时,输入电流很低,,PFC级可不必用。
事实上,系统的效率会因此降低。
用NCP1230及NCP1381控制器可在检测出轻载后关断PFC,如图9。
NCP1606可与此电路拓朴兼容。
用给NCP1606提供Vcc的方法控制其工作。
图8ZCD线圈同时给Vcc供电图9使用SMPS控制器给NCP1606供电
第八步:
限制冲击电流.
PFC变换器的加入会导致电路的冲击电流及谐振电压过冲,其甚至能达到正常值的几倍,为限制此过冲,令功率元件低成本,应对此要加以保护。
在开启升压开关时仅关注最坏情况,初级侧采用两方法:
1,起动旁路整流,从整流桥输出到Bulk电容输出电压加一支二极管(图10)。
此可旁路电感并分流起动电流直达Bulk电容,先令Bulk电容充电到线路电压而无过冲及谐振,也没有过大的电感电流。
起动后Dbypass被反偏,不再工作。
2,内部设置冲击电流限制电阻.
用一个NTC(负温度系数)串入升压电感可以限制冲击电流如图11。
图10用另外的二极管限制冲击电流图11使用NTC来限制冲击电流
在I2R功耗之下,电阻值从几欧降到几毫欧。
换句话说,此NTC也可以与升压二极管串联,这样可以改善有源效率。
当然NTC电阻不能足以保护电感和Bulk电容应对冲击电流。
例如在主路中断及降下又复源时。
第九步:
开发设计补偿网络.
早期由于自然输出电压纹波,PFC反馈环的带宽通常要低于20Hz。
对于简单的1型补偿网络,仅要一个电容放在FB与Contorl端之间,则反馈网络的增益G(S)由下式给出:
(24)
因此,电容必须衰减Bulk电容的电压纹波,由下式给出:
(25)
此处,G是以db衰减水平为60db,fLINE最低为47Hz。
如图12所示,1型补偿网络提供的没有相位提升去改善稳定性。
对于电阻负载这足够了(图13)。
但对于恒定功率负载,对于SMPS级相位区域也足够了(图14)。
图121型反馈网络的增益相位曲线图13电阻负载的增益相位曲线
图14恒定功率负载下的增益相位曲线图15放大器的2型补偿网络
如果需要更大的系统稳定性,则推荐采用2型补偿网络。
在这个设置中,一个电阻和一个电容与Ccomp并联放置(图15)。
对误差放大器,其传输函数如下:
(26)
这给出在0Hz处一个极点,在fz处一个零点,另一极点在fp处,
(27)
(28)
最坏的稳定性为1型补偿网络(见图14),现改进为图17。
图16现有2型网络的增益相位曲线图17改进的2型网络增益相位曲线
相移和交叉频率将随线路电压改变,因此,任何临界型的设计都有在整个工作条件下的增益相位测量,这可以用简单的装置来完成,并做出好的网络分析。
(图18)
图18PFC予调整器的增益相位测量电路设置
简单改善附加THD衰减
NCP1606为恒定导通时间的方案,给出了好的柔性和最佳化设计。
如果进一步改善PFC性能,要考虑如下措施:
1,改善满载时的THD/PF,采用在零跨越处增加导通时间的方法。
采用CMR方式的焦点在AC线路跨越处,此时电压不够大。
在此时段,无法有效地给升压电感充电,因此,因小的能量在零跨越处造成小的畸变。
(图19)
图19零跨越处的畸变
这是个低的THD及预调整器的PF值。
为满足IEC1000需要,通常由NCP1606给出更高幅度以减小畸变。
当然,如果需改善THD和PF值,这个零跨越处的畸变要减少,关键要增加低输入电压时的导通时间,这要电感有更多的时间充电,减少此时的畸变。
幸运的是这个方法很容易由NCP1606执行。
如果从3PIN到输入接一电阻,令其电流正比于瞬时线路电压,再插入一电容,这个电流将高于线路峰值,接近消除低输入电压的效果。
图20增加Rctup减小零跨越时的畸变
因此,Ct电容可加大。
这样导通时间就在接近零跨越时变长一些,这还减小了AC线路周期内的频率变化。
这个方法的缺点是增加了空载功耗,它由Rctup导致,设计师必须平衡THD和PF值性能和空载功耗的矛盾。
见图21。
THD及PF值的效果见图22。
图21有无Rctup的波形比较图22加入Rctup后在100W时的THD
2,在轻载及高线电压时改善THD/PF.
如果需要在轻载高线电压时增加导通时间,则控制器要送出更大功率,甚至将导致控制电压降到其最低水平(VEAL),控制器将禁止驱动,以防输出电压升得过高。
一旦输出电压降低,控制电压即上升,周期将重复。
明显地这样将增加输入电流的畸变及输出电压的纹波。
当然,有两个简单方案来解决。
A,合适的Ct电容。
如前所述,电容必须足够大,以在满载及低线时给出所需的导通时间。
当然Ct太大也意味着轻载时控制能力减小。
Ct变大,最小导通时间还要增加。
B,对合适的延迟补偿,如果最佳电容Ct仍不能达到所希望的性能,则要补偿比例延迟。
当Ct电压超Vcomtrol设置点时,PWM比较器检测信号结束驱动器的导通时间(见图23)。
图23延迟补偿的方框电路
这样在MOSFET完全关断前有一些延迟,此延迟由PWM比较器的比例延迟令MOSFET栅压降到0的时间建起来.(见图24)。
图24驱动关断的比例延迟图25264VACRct轻载时的THD效果
整个延迟tDELAY由(29)式给出:
(29)
此延迟加到控制器导通时间的作用,但若用一电阻Rt插到Ct中,则整个导通时间减少Δt。
因此,对比例延迟的补偿RCT必须为:
(30)
NCP1606数据表给出了典型的tPWM为100ns,tGATE延迟由MOSFET的栅电荷及电阻RDRIVE决定。
对此样板,栅驱动延迟测量为150ns,因此RCT=30Ω足够补偿比例延迟,这就改善了在轻载及高线的PF值及THD(见图25)。
最后设计结果电路给出如图26(NCP1606B)。
材料单见附件1.2.其THD及PF值见图27,图28,效率见图29。
图26NCP1606B组成的100WPFC予调整器电路
图27满载和半载时的输入电压和THD图28满载和半载时的输入电压和PF值
图29满载和半载时的输入电压和效率
输入电流及输出电压纹波见图30,图31。
过压保护电路可用监视轻载时的输出电压完成,OVP在440V时激活。
图30满载时的输入电流(115VAC)图31起动瞬间的OVP及恢复
如果用NCP1606A,则要改变Rout1,Rout2,Rsense必要时要改善补偿元件,其详细电路见图32。
测试结果见表2。
图32NCP1606A组成的100WPFC予调整器电路
PCB板推荐如图33,图34。
图33APCB正面元件排列
图34PCB板的布局
最后给出设计程序表。
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