手机太阳能充电器的设计方案.docx
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手机太阳能充电器的设计方案
手机太阳能充电器的设计方案
第一章概述
1.1选题的意义
在电力电子的领域中,对于电源供应器
虽然线性式电源供应器具有较小的涟波、较高的可靠度及没有电磁干扰,但却有效率低及体积大等缺点;而切换式电源供应器虽具有体积小且轻,功率转换效率高及较大的输入电压围的优点,但的涟波、噪声,以及电磁干扰的产生也不可忽略的问题。
近几年来,功率半导体、控制电路与被动组件的研究快速,制造厂商要求效率的提升,成本降低等条件日渐严苛,而SPS正能符合其所需,故本专题的研究方向,将针对SPS来做探讨。
本专题所研究的部分是在切换式电源供应器中的降压型转换器
操作在直流对直流转换连续导通模式
先经过IsSpice仿真软件,来针对电路进行仿真分析,等分析确定无误后,使用ProtelDXP将模拟出来的结果以布线的方式来规划硬件电路。
而太阳能电池为单晶硅,照射下输出8V至25V,使用降压式电源转换器使电压降至稳定的直流6V接至手机使手机充电。
完成太阳能手机充电器,太阳能板在经过照射下输出电压经过降压电源转换器对手机充电。
1.2太阳能电池发电原理
利用电位差发电,无电磁波产生太阳电池
制作太阳能电池主要是以半导体材料为基础,其工作原理是利用光电材料吸收光能后发生光电于转换反应制作。
简单来说,太电的发电原理,是利用太阳电池吸收0.2µm~0.4µm波长的太,将光能直接转变成电能输出的一种发电方式。
由于太阳电池产生的电是直流电,因此若需提供电力给家电用品或各式电器则需加装直/交流转换器,将直流电转换成交流电,才能供电至家庭用电或工业用电。
太阳能制造厂商将太阳能电池称为cel,国业者则惯称芯片,把晶片<或依设计所需要的电流进行芯片切割后>焊上箔条导线再将许多焊好的芯片用箔条串联成一组,再和EVA,tedlar与低铁质强化玻璃层层迭迭,一同放入层压机的机台上做真空封装,制成为模块或称太阳能板,将若干太阳能板组成方阵,接配上过充放保护控制及深<循环>放电蓄电池<铅钙>以及逆转流器<直流转变为交流>合称为太阳能电力系统,又称太阳能发电站。
一般太阳能光电商品,其太阳能输出电流如果在300毫安
1.3手机太阳能充电器发展及新技术
太阳能电池是一种利用太直接发电的光电半导体薄片,只要一照到光,瞬间就可输出电压及电流。
而此种太阳能光电池简称为太阳能电池,又可称为太阳能芯片。
在中国大陆称为硅芯片在物理学上称为光生伏打
硅为目前通用的太阳能电池之原料代表;而在市场上又区分为晶硅及非晶硅两大类。
非晶硅由于发电效率比较低,且长期寿命不如晶硅,运用在型发电系统的机会比较少,通常的运用为个人化运用产品,如手电筒、计算器等;也有一些设计为建材屋瓦、壁面或帷幕墙的运用,但均非太阳能发电系统主流产品。
1-4太阳能电池特性
太阳能电池等效电路,其中等效电流源iph之大小与太阳能板所接受的日射量成正比,电流源itp为温度变化时等效电流源的修正,P-N接面存在一非线性电阻Rj,代表P-N二极管的顺向电阻,Dj为理想的P-N二极体,vtp为温度变化时二极管障壁电位的修正电压,Rs及Rsh为电池本身的串联及并联电阻。
而Ro为外接负载,ipv、vp为太阳能电池输出电流及电压。
iRj是非线性电阻上的电流,Isc为太阳能电池短路电流,Vmp、Imp为太阳能电池最大功率点的电压、电流,vpv为太阳能电池输出电压,Voc为太阳能电池开路电压。
图1-1太阳能电池等效电路
在实际的应用情况中,日射量、温度改变时,太阳能板的特性也会跟着改变,因此需加以修正。
其中iph为太阳能电池等效电路中的电流源,Lref为参考的日射量,L表示为太改变后的日射量,Iref为参考日射量下太阳能电池等效电路中的电流源,a为电流温度系数,b为电压温度系数,Tref为参考温度。
可以从图1-6及图1-7看出,当日射量、温度改变时,对太阳能电池V-I特性的影响,其中日射量的增加伴随着短路电流的上升,并且对于开路电压则有微小的上升,此外随着温度的增加使二极管的障壁电位减少,因此太阳能电池的开路电压下降,短路电流会有些微上升。
图1-2
图1-3不同温度下的太阳能模块V-I
第2章设计方案
2.1充电器的技术参数
(1)空载时电路输出电压约为4.2V。
(2)〔2正常时约为40mA,充电电流约为85mA。
(3)〔3采用恒压跟踪〔CVT方式实现对太阳电池的最大功率跟踪
2.2常见充电电池特性及其充电方式
电池充电是通过逆向化学反应将能量存储到化学系统里实现的,由于使用的化学物质的不同,电池的特性也不同,其充电的方式也不大一样。
电池的安全充电现代的太阳能充电器需要能够对单元电压、充电电流和电池温度进行精确地测量,在充满电的同时避免由于过充电造成的损坏。
充电方法SLA电池和锂电池的充电方法为恒定电压法要限流;NiCd电池和NiMH电池的充电方法为恒定电流法,且具有几个不同的停止充电的判断方法。
最大充电电流最大充电电流与电池容量
最大充电电流往往以电池容量的数值来表示。
例如,电池的容量为750mAh,充电电流为750mA,则充电电流为1C<1倍的电池容量>。
若涓流充电时电流为C/40,则充电电流即为电池容量除以40。
过热电池充电是将电能传输到电池的过程。
能量以化学反应的方式保存了下来。
但不是所有的电能都转化为了电池中的化学能。
一些电能转化成了热能,对电池起了加热的作用。
当电池充满后若继续充电,则所有的电能都将转化为电池的热能。
在电池充满电后对电池容量的检测使充电器停止对电池充电是很重要的,这样可以避免对电池的损坏使电池的寿命。
第3章手机充电器电气的设计
3.1降压式电源转换器
3.1.1电路分析
为了产生一纯直流的输出讯号,平均输出电压会小于直流输入电压,可提供单极性的输出电压与单向输出电流。
可应用在输入与输出不需隔离且输入电压比输出电压大的地方,降压转换如图3-1所示。
图3-1降压转换器
为了得到一直流电位,加了一个开关。
做了一个整流器,使交流准位变成一直流准位。
可利用二极管、闸流体、MOSFER、BJT…作为电路上的电子开关组件。
利用正半周导通,负半周截止的特殊来作为开关。
但因为从整流器所流出来的直流信号并不是很理想,所以在整流器后加装了一个低通滤波器来输出信号趋于完美。
以R、C电路控制输出波形的稳定,让波形上下的振幅减小,已得到较佳的品质的直流输出信号。
3.1.2连续导通模式
开始分析转换器前先做以下假设:
1.电路操作于稳态情况下。
 ̄
2.电感电流为连续<永远为正>。
3.电容太大,输出电压保持固定为VO,此限制稍后会放松以指出有限电容之影响。
4.切换周期为T;开关闭合时间为DT,打开时间为<1−D>T。
5.组件为理想
当输入为一正弦波时,再开关闭合时,VX会等于VS,会对电感充电。
而在开关打开时,VX会等于0,因而流过电感的电流将为正的,不会有负的出现,使二极管继续导通。
直到下一个正半周出现时,二极管才截止,VX才又会等于VS。
使开关有个导通比D=因而使在滤波器输入端的平均电压为VsD。
而电感电流又分两种模式,连续导通模式与非连续导通模式。
在一个周期,正半周电源对电感充电,负半周对电感放电,到下一个周期来的瞬间电流没有为零,称为连续导通模式。
反之,如果放电至零时,则称为不连续导通模式。
降压式转换器当操作于稳态下时,会有下列特性:
1.电感电流为周期性:
iL
2.平均电感电压为零:
3.在理想状态下,电源所提供功率与传递至负载之功率相同。
若组件非理想下,则电源还提供功率损失:
PSPO<理想状态>PSPO损失<非理想状态>
4.理想状态下为电路操作在稳态下,且电感电流为连续导通模式,各个组件皆为理想组件。
且电容很大,让输出电压保持固定为VD。
决定输出电压VO之分析重点为先检视开关闭合之电感器电流与电压,然后再检视开关打开时之电压与电流。
稳态操作下电感电流一周期之净变化必须为零,平均电感电流也为零。
开关闭合时之分析
图3-2开关闭合之电路图
当开关闭合时,因为二极管为逆偏压,所以没有电流流过体成开路现象,电源电压就自然的跨在二极管的两端.
而在理想状态下、稳态操作时要求在切换周期结束时之电感器电流与开始相同,电感电流一周期会变化为零。
非连续模式在暂这里不做详细的介绍。
3.2脉波宽度调变度
3.2.1脉波宽度调变
目前大多数的切换式电源供应器都为脉波宽度调变
此种方法乃改变转换晶体管的导通时间,并在ON期间来控制及调整输出电压至预定之值,虽然也可用其它方法来做控制和稳压,但是PWM的方法能提供极优性能,例如较紧密的线路与较好的负载稳压率,而且在温度变化时有较好的稳定度。
最近几年有许多集成电路备发展出来,包括了设计整个切换式电源供应器所需之功能,只要增加一些外部组件,就可以设计出切换式电源供应器。
虽然切换式电源供应器可以用许多转换的方法来达成,但是使用固定的PWM方法却是最受欢迎的一种。
在PWM系统中所产生的方形脉波可用来推动转换晶体管至ON或OFF状态,因此我们借故改变脉波的宽度,则转换晶体管的导通时间就会适当地减少或增加,如此输出电压就可以达到稳压的状态。
PWM控制电路可以是单端的形式,能够驱动单一晶体管的转换器,如反驰式或顺向式转换器。
如果有两个以上的晶体管被驱动,则可以使用半桥式或全桥式电路,如此就需要用到双波道PWM电路。
在1970年代初期,切换式电源供应器开始扩大其商业市场,此时积体电路制造厂商开始尝试以单一芯片来制造提供PWM控制电路,首先出
现于市场的PWM控制电路为Motorola公司的SG3524的PWM控制电路,此种形式的控制电路已成为工业上的标准
PWM控制电路乃为整个切换式电源供应器的心脏部份,不仅可用于单端式,亦可为双波道的应用,不久之后制造厂商也开始推出改良过更而且具特色的PWM控制电路,例如仪器公司
以我们所介绍过的功率型MOSFET来说,首先PWM控制电路是以图腾极
例如SG1525A与SG1526系列,除了先前所提到控制电路的一些特色外,而这些新的IC亦增加了一些特色,如欠压锁定
虽然以上所叙的所有电路可被应用于流行的切换模式技术上,但是最近有些公司已推出极佳的PWM控制器,在顺向式或驰反式功率转换器上具有很高的效率此种电路为Motorola公司的MC34060PWM控制器,此种控制器包含所有的特色。
因此仅需使用极少量的外部组件,就能实现完成顺向式或反驰式的设计。
另外一种电路为Unitrode公司的UC1840系列,此种控制电路在单端式功率转换器的设计上具有很好的效果。
而且PWM控制电路包含所有的控制、驱动、侦测与保护的效果。
因此仅需在外部再增加一些被动组件,就能够成一个完整的切换式电源供应器。
此种控制器的特色为低电流,非在线启动电路;而且具有过电压
1的输入围操作频率可达500kHz等。
3.2.2脉波宽频调变实作
直流至直流转换器责任周期之调整可以藉由PWM来达成。
PWM之原理如图<3-1>所示,利用控制电压Vcon与锯齿波Vtri做比较以得到开关之切换信号T。
开关之切换
信号T
图3-3PWM原理
使用材料
TL-494×1
LM-311×1
LM-351×1
电阻:
2KΩ×1
电阻:
30KΩ×1
电阻:
10KΩ×1
可变电阻:
100KΩ×1电容:
0.001µF×1
图3-4TL-494PWM控制电路原理图
3.2.3TL-494PWM控制电路
TL-494为固定频率的PWM电路,它结合了全部方块图所之功能,在切换式电源供应器里可单端式或双波道式的输出控制。
如图3-1所示为TL-494控制器的部结构与方块图其部的线性锯齿波震荡器乃为频率可规划式
fOSC=1.1/RTCT
电容器CT
截止时间比较器
回授PWM比较器
正反器时钟输入
正反器Q
正反器Q ̄
Q1射极输出
Q2射极输出
输出模控
图3-5TL-494控制器的部结构与方块图
输出脉波宽度调变之达成可藉在电容器CT端的正锯齿波与两个控制信号中的任一个做比较而得知。
电路中的NOR闸可用来驱动输出电晶体Q1与Q2,而且仅当正反器的时钟输出信号是在低标准位时,此闸才会在有效状态,此种情况的发生也是仅当锯齿波电压大于控制信号电压期间里。
当控制信号的振幅增加时,此时也会一致引起输出脉波宽度的线性减少,如图3-8所示的波形图。
外部输入端的控制信号可输入至脚4的截止时间控制端,与脚1、2、15、16误差放大器的输入端,其输入端点的抵补电压为120mV,其可限制输出截止时间至最小值,大约为最初锯齿波周期时间的4%。
当教13的输出模控制端接地时,可获得96%最大工作周期,而当第13接脚接至参考电压时,可获得48%最大工作周期。
如果我们在第4脚截止时间控制输入端设定一个固定电压,其围由0V制3.3V之间,则附加的截止时间一定出现在输出上。
PWM比较器提供一个方法给误差放大器,乃由最大百分比的导通时间来做输出脉波宽度的调整,此乃借着设定截止时间控制输入端降至零电位,而此时再回授输入脚的电压变化可由0.5V至3.5V之间,此两个误差放大器有其模态
误差放大器的输出会处于高主动状态,而且在PWM比较器的非反相输入端与其误差放大器输出乃为或门
而第3脚通常用做频率的补偿,它主要目的是为了整个环路的稳定度,特别注意的是运用回授时必须避免第3脚的输入过宰电流大于600µA,否则最大脉波宽度将会被不正常的限制,此两种误差放大器,都可利用不管是正相或反相放大器都可用来稳压。
第二个误差放大器可用来做过电流检知回路,可使用检知电阻来与参考电压源做比较,这回路的工作电压接近地端,而此误差放大器的转换率
由于脉波宽度比较器和控制逻辑的传播延迟使得他不能用为动态电流限制器。
它可运用于恒流限制电路或者外加组件作为电流回迭
当电容器CT放电时,在截止时间比较器输出端会有正脉波信号输出,此时钟脉波可控制操作正反器,且会溢至输出晶体管Q1与Q2,若将输出模控制的第13脚连接到参考电压准位线此时在推挽式操作下,则两个输出晶体管在脉波信号调变下会交替导通,这时每一个输出的转换频率是震荡器频率的一半。
当以单端方式
因此TL-494约两个输出级可以用单端方式或是推挽方式来输出,两个输出关西是不被拘束的,两个集极和射极都有输出端可兹利用,在共射极下状态下,集极和射极电流在200mA时,集极和射极电压大约在1.1V,而在共集极结构下的电压是15V,在输出过宰之下两个输出都有保护作用,一般这两个输出在共射极的转换时间为tr=150ns,tf=50s,所以我们可以知道其转换率速度非常的快,操作频率可达300KHz,再25℃时输出漏电流ㄧ般都小于1µA。
图3-6TL-494接脚图
脚位功能说明
第1、2脚是误差放大器大器的同相输入端和反相输入端。
第3脚是相位校正和增益控制。
第4脚为死区控制,其上加0~3.3V电压时可使截止时间从2%线性变化到100%。
第5、6脚分别用于外接振荡电阻和振荡电容。
第7脚为接地端。
第8、9脚为TL-494部两个末级输出三极管集极。
第10、11脚为TL-494部部两个末级输出三极管射极。
第12脚为电源供电端。
第13脚为输出控制端,该脚接地时为并联单端输出方式,接14脚时为推挽输出方式。
第14脚为5V基准电压输出端,最大输出电流10mA。
第15、16脚分别为控制比较放大器的反相输入端和同相输入端。
第4章充电器转换器电路设计
4.1CCM与DCM模拟与实作
在做电路实作之前,我们必须要知道各数据的考量以及最后实作出来的波形是否为我们所要的波形,所以我们在进行实作之前先使用IsSpice这套电路仿真软件来仿真我们之后要进行的实作电路。
在经过模拟测试后才依序进行往后的步骤来达到我们所要的状况。
4.2闭回路控制之电路实作
我们利用TL-494这颗PWMIC及一些被动组件结合成的闭回路系统来达到我们所要的结果,而为什么我们要做闭回路控制呢?
为了使输出电压在电源或负载变动时达到稳压。
前面我们先用面包板接电路,如图4-18测试电路的可行性,然后使用ProtelDXP规划出最精简的电路布线图,如图4-1
使用材料
IC:
TL-494×1
MOSFET:
IRF9540×1
二极管:
1N5819×1
电感:
150µH×1
电容<瓷>:
300PF×1
电容<瓷>:
1000PF×1
电容<瓷>:
0.1µF×1
电容<瓷>:
0.02µF×1
电容<电解>:
3.3µF×1
电容<电解>:
100µF×1
电容<电解>:
200µF×1
电阻:
300Ω×1电阻:
500Ω×1电阻:
5.1KΩ×1
电阻:
10KΩ×1电阻:
20KΩ×1可变电阻:
100KΩ×2
图4-2闭回路实作电路图
电路板完成后测试不同的输入电压,观察输出电压是否稳定的6V达到我们所要求的围。
使用直流电源供应器当电源输入端。
工作过程
当反馈信号大于设定值时,通过TL494的脉宽调制作用,其9脚与10脚并联输出信号的脉宽减小,这个输出信号再经整流滤波电路及隔离与放大输出电路,使最后输出的直流控制信号的电压相应下降。
直流控制信号通过控制电路经执行机构〔如电动机、电热管等使被控制量下降,再进而通过传感器使反馈信号降低,形成单回路闭环控制。
当反馈信号小于设定值时,上述控制过程相反。
另外,还可以根据被控制系统的具体情况,来调整输入二阶低通滤波器的电容大小,使控制过程及时、准确、稳定。
再有,为使控制过程直观,还应加上设定量及被控制量的显示〔指示电路。
可从两个输入端取出信号,然后分别通过隔离放大电路〔如用运算放大器组成的电压跟随器送到表头指示。
表头可采用多功能数字式电子表头成品或直接用满量程5V的机械表示。
图4-3输出电压为稳定6V
图4-4输入电压由0V变化至24V之输出电压
直流电源充电器
水泥电阻
图4-5负载变动示意图
图4-610Ω→30Ω
图4-730Ω→10Ω
MonolithicpowerSystemInc
极低的100uA静态工作电流有效降低轻载损耗,使其在很宽的负载围实现高效率。
在汽车或电信系统等电池供电的应用场合,变换器始终保持在线状态,因此最大限度地保证电池有效工作时间显得至关重要。
MP2467在宽负载围的高效率特别是极小静态工作电流的特性使其非常适用于这些场合。
其较高的开关频率允许选取体积小的外部电感器和电容器,其采用耐热增强型SOIC-8E封装,由MPS独特的BCD工艺集成控制所需的振荡器、逻辑控制电路和驱动电路,因此可组成占板面积紧凑、热效率高的低成本解决方案。
电流模式控制实现快速瞬态响应及逐周期的限流保护。
降频
一旦短路故障消除,芯片快速从短路保护恢复到正常工作状态。
其它特点包括外部开关机控制
本文通过建立Buck变换器的模型,并且在这一模型的基础上,通过最小二乘算法获得了的变换器参数辨识的方法。
这种方法适用于CCM和DCM工作模式的变换器的参数辨识,能够推广到其他开关变换器,并且能够被应用于在线参数辨识和故障自动诊断系统。
通过对变换器的滤波电感、滤波电容及其等效串联电阻的参数辨识的实验,验证了这一方法的有效性和准确性。
构建了Buck变换器参数辨识的方法。
通过检测电感电流和输出电压的波形信号,可辨识出电路的滤波电感、滤波电容及其等效串联电阻,并可应用于参数在线辨识,故障趋势判断和预知维护。
在Buck变换器建模中,开关器件被视作理想器件。
电容的等效串联电阻
而电感的ESR由于其影响较小,因此建模中不予考虑。
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