DCMCCM临界控制的APFC电路设计规范标准详.docx
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DCMCCM临界控制的APFC电路设计规范标准详.docx
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DCMCCM临界控制的APFC电路设计规范标准详
-
DCM/CCM临界控制的APFC电路设计规范
规范编码:
版本:
V1.0
密级:
机密
安圣电气研究管理部
执笔人:
高拥兵
页数:
共15页
DCM/CCM临界控制的
APFC电路设计规范
2000年6月22日发布2000年6月22日实施
深圳市安圣电气有限公司
前言
本规范于2000年6月22日首次发布。
本规范起草单位:
二次/工业电源研究部、研究管理部技术管理处
本规范执笔人:
高拥兵
本规范主要起草人:
赵林冲、朱品华、李晓、董晓鹏
本规范标准化审查人:
刘善中
本规范批准人:
华麟
本规范修改记录:
更改信息登记表
规范名称:
DCM/CCM临界控制的APFC电路设计规范规范编码:
版本
更改原因
更改说明
更改人
更改时间
摘要..............................................................5
缩写词/关键词/解释........................................................5
1.来源...........................................................5
2.适用范围...................................................5
3.规范满足的技术指标(特征指标)...........................5
4.详细电路图...............................................5
5.工作原理简介...........................................6
6.设计、调试要点.......................................7
7.局部PCB版图(可选项)...........................................11
8.元器件明细表(详见附录)............................................11
9.附录...........................................................13
附录1.元器件明细表...............................13
附录2.应用反例(可选项).......................................15
摘要:
本规范介绍了一种DCM/CCM临界连续控制方式的APFC电路,该电路一般应用于中小功率AC/DC电源整流模块中(75W-1000W),作为前置变换器,起输入功率因数校正作用。
关键词:
DCM/CCM临界控制,APFC
缩略词解释
CCM:
ContinuousCurrentMode,电感电流连续模式
DCM:
DiscontinuousCurrentMode,电感电流断续模式
APFC:
ActivePowerFactorCorrection,有源功率因数校正
1.来源
本规范中的电路来源于GSM3.0AC/DC模块S2T24M1M1单板,已经在GSM3.0AC/DC模块中得到的批量使用验证,与之相关的外围单元电路有输入EMI电路、后级双管正激DC/DC变换电路。
2.适用范围
该单元电路可用于交流输入的中小功率整流模块中(75-1000W),如一次电源10A整流模块,工业电源的GSM3.0和HR项目,UPS的充电器等。
3.规范满足的技术指标(特征指标)
本单元电路在GSM3.0AC/DC电源的PFC电路得到验证。
该电源的规格为:
输入:
AC150V~280V
输出:
DC407.5V
开关频率:
变频方式,满载时最低工作频率为34KHz。
输出功率:
900W(MAX)
实际的测试结果表明,220V输入条件下,输入电流的THD值在5%以内,输入电流谐波满足IEC1000-3-2(A)标准要求。
功率因数大于0.99,效率为97.3%。
4.详细电路图
图1单元电路原理图
5.工作原理简介
图2电感电流和MOSFET驱动波形
电路原理图和工作波形示意图分别如图1,图2所示。
PFC主电路采用通用的BOOST形式,从图中可知其工作原理为:
利用电阻R102,R114,R184,R185检测PFC电感T101电流,与基准相比较,当电流达到正弦基准电流(为输入电压信号与电压环误差放大器输出的乘积)时,产生一个关断信号断开功率管Q102,随之PFC电感电流下降,当电路检测到电感电流过零时,产生一个开通信号开通Q102,从而保持电感电流始终工作于连续和断续的临界状态,工作波形示意图如图2所示。
PFC电感电流的峰值包络线跟随电流基准信号,是一个与输入电压同相的正弦波形。
通过差模电感L101和电容C113,C174将PFC电感的峰值电流滤为平均值,就在输入端得到一个与输入电压同相的正弦电流。
通过临界连续控制方式,可方便实现单位输入功率因数,并因二极管D101的电流过零关断可消除其反向恢复损耗和寄生振荡,使变换器的控制更加简单,效率得到提高。
6.设计、调试要点
设计中的关键在于PFC电感的设计,需综合考虑输入电压范围、输出功率、最低工作频率、输出电压等参数设计。
6.1GSM3.0AC/DC模块DCM/CCM临界控制APFC电路详细设计计算
6.1.1技术参数:
输入电压:
AC150V~280V
输出电压:
DC407.5V
输出功率:
0~900W
效率:
≥0.97(150VAC输入时大于0.95)
6.1.2Boost电感计算:
6.1.2.1电感量选取
由于电感工作在断续与连续边界方式,峰值电感电流为:
功率管开通时间为
(1)
电流基准为
(2)
将
(2)代入
(1)式得
(3)
由以上推导过程可知,由于功率管导通时加在PFC电感上的电压和峰值电流基准波形相似,因此功率管的开通时间与输入电压相角无关。
由于PFC电感工作于临界连续方式,则有
变换得
(4)
(5)
将(3)代入(5)得
则
变换得
设最低工作频率为33KHz,则
,
最终调整值为:
190uH
6.1.2.2电感设计
采用双磁芯E42/21/15,其
,取Bmax=0.35T,
则有
,取N=30匝
正常工作时电感最大电流为
动态时电感电流峰值为20A,对应最大磁感应强度为0.356T,低于铁氧体磁芯的一般饱和限值0.4T。
正常工作时输入电流有效值为
电感电流最大有效值为
采用16*33#铜线4股并绕30匝。
导线截面积为
,最大电流密度为3.65A/mm2。
6.1.2.3电流过零检测绕组设计
功率管关断时,PFC电感绕组最高电压为最大输出电压,也即PFC输出过压点,为1.08Vo=439V;最低电压为
。
MC33368控制的电流过零检测典型阀值为1.2-0.2=1.0V,
选取电感电流过零检测绕组为3匝,匝比为1∶10,验算绕组参数如下:
设模块最高输入过压保护点为295Vac,则辅助绕组上最高电压为
,最低电压为
。
取电流过零检测回路中串联电阻为22K,则最大钳位电流分别为
,
,满足±5mA的检测电流限制要求。
在150-280Vac的正常输入工作电压范围内,PFC电感电流过零检测绕组在电流过零前的最低电压为11.5/10=1.15V,大于典型阀值1.0V,可保证在输入电压范围内正确检测电流过零信号。
当输入电压超出此范围时,将可能检测不到正确的电流过零信号,此时PFC电路也可工作,但将不能保证DCM/CCM临界工作状态,在输入电压峰值点处(典型值为大于398V时),电感电流将可能处于连续工作方式。
6.1.3电流检测电阻
在小功率应用中,功率管的电流检测可利用串联电阻来实现,电阻的取值需考虑工作电流峰值和控制芯片的过流保护点,验算如下:
功率管工作电流峰值即为PFC电感电流峰值,为17.9A。
MC33368电流检测峰值点为1.5V。
在正常工作范围内实现电流检测,要求
。
为了限制动态时功率管的峰值电流,该电阻取值不能太小,实际选取四个0.3欧/3瓦的金属膜电阻并联使用,这样功率管动态时的最大峰值电流为
。
6.1.4功率管的设计选取:
功率管的电流有效值为
稳态工作时功率管的峰值电流为17.9A,动态工作时功率管的峰值电流为20A。
功率管的电压峰值为PFC输出过压保护点电压
。
功率管可选择IXYS公司的IXFH32N50或APT公司的APT5015BVFR/APT5015BVR(500V32ARd=0.15
)
6.1.5二极管
二极管平均电流:
二极管峰值电流为:
17.9A,二极管的峰值电压为439V。
由于实现了输出整流二极管的软恢复,因此对其反向恢复性能要求较低,可选取IXYS公司的:
DSEI30-06A(600V/37A/1.4V/35ns)
6.1.6输出滤波电容
设输出电容能够维持10ms,输出电压跌落至380V。
847uF
该电容工作时耐压407.5V,最大可能电压439V,取两个450V,390uF的电解电容并联,在电容上并470K,2W的放电电阻。
6.1.7整流桥后电容
电容两端最大电压为417V,
当输入电压为150Vac时,忽略输入差模电感纹波电流,该电容输出峰值电流为
最大输出
为
设电容最大
为±20V,则有
由于该电容中流过很大的纹波电流,选取ESR较低的电容,实际选取两个
/
聚丙烯电容并联,最大
为±18.5V。
6.1.8输入差模滤波电感
输入差模电感的作用是滤除PFC电感电流中的高频分量,设电感纹波电流小于±1A,则要求
实际选取电感为210uH,采用一个环形铁粉芯磁芯CA132-26,两个绕组差模方向绕制,分别接入输入相线和零线,线径为Ф1.2mm,匝数均为22匝。
磁芯型号为CA132-26,
,
,
绕线最大电流密度为
6.1.9驱动电路
功率管的驱动采用对管推挽驱动方式,驱动的对管分别选为2N4401,2N4403,驱动电阻Rg=5.1欧。
6.1.10吸收电路
在DCM/CCM控制方式下,功率管关断峰值电流较大,其幅值为输入电流峰值的两倍,在输入或输出动态跳变时关断电流峰值会更大。
为保证功率管安全工作,需要加吸收电路。
RC吸收具有电路形式简单,吸收效果较好等优点。
设功率管关断时间为100ns,则有
,经过实验确定吸收电路参数为
,
。
6.2整机指标变化时的相应调整办法
当电路的参数发生变化,如输入电压范围,输出电压值,输出功率等参数发生变化时,可根据第6.1中计算方法设计选取相应参数。
6.3PCB布板考虑因素
6.3.1由于该电路采用峰值电流控制方式,电流采样信号对于干扰很敏感,需注意电流采样信号回路,尽量减小其长度和面积。
6.3.2布板时尽量减小D101阳极与Q102漏极之间的连线长度,以减小线路寄生电感、降低Q102电压尖峰。
6.3.3D103应靠近Q102放置,以有效抑制功率管栅极震荡负压。
6.3.4在满足安规要求的前提下尽量减小功率回路面积,以减小EMI干扰。
7.局部PCB版图(可选项)
8.元器件明细表
参见附录1《元器件明细表》
9.附录
附录1.元器件明细表
元件位置序号
MRPII编码
主要参数
厂家
型号
第二供应商及型号
第三供应商及型号
L101
10011070
210uH-9A
万兴
S2T24M1L3
金骏
T101
10011072
190uH-20A
海光
S2T24M1L1
万兴
G101,G102
15030010
600V/6A
RECTRON
RS605
Q102
15060072
500V/32A
IXYS
IXFH32N50
APTAPT5015BVFR
Q101
15050002
40V/0.6A
MOTOROLA
2N4401
Q103
15050003
40V/0.6A
MOTOROLA
2N4403
D101
15010075
600V/30A
IXYS
DSEI30-06
D103
15010020
100V/1A
IR
11DQ10
MOTOROLA
MBR1100
D141
15040024
18V/1W
MOTOROLA
1N4746A
C113,C174
08030123
630V/1uF
厦门法拉
CBB20-630V-105-K
C101
08010040
25V/100uF
NICHICON
UPL1E101MEH
NCC
C102
08030147
63V/0.1uF
自贡双峰
CL21X-63-100nJ
C170
08030061
1000V/330pF
成都宏明
C12-D1000V-330pF
C173
08030030
630V/0.01uF
厦门法拉
CL21-630V-103-KF10
C109,C110
08010339
450V/390uF
NICHICON
LLU2W391MHLC
R102,R114
R184,R185
07010665
0.3
/3W
KOA
SPRX3T631A0.3
J
R183
07010661
33
/3W
四川永星
RY21-3W-33
-J
KOA
R109
07010584
5.1
/
W
四川永星
RJ14-1/4W-5.1
-F
KOA
R110
07010656
470K/2W
KOA
SPR2T52A470K
J
R113
07010559
2K/
W
四川永星
RJ14-1/4W-2K
-F
KOA
控制电路参数见DCM/CCM临界模式的APFC控制电路设计规范。
(分页)
附录2.应用反例(可选项)
3.8.1驱动电路
开始预研时PFC功率管采用如图4所示的驱动电路,加电工作时出现MC33368的电压基准不稳的问题,导致PFC输出电压不稳,纹波达数十伏,需要在MC33368的基准端外接电压基准对其强制稳压后才能正常工作。
MOTOROLA公司工程师建议在MC33368的驱动信号输出及地之间接一个肖特基二极管,以抑制可能出现的负压对控制芯片CMOS电路工作产生影响。
为此,他们也制作了一块电路板,采用MC33368输出直接驱动功率管方式,工作一切正常。
但我们采用图4驱动电路时,在MC33368的驱动信号输出及地之间接一个肖特基二极管后,改善效果并不大。
对比分析发现原因为在我们电路中MC33368的LEB信号直接从MOSFET的栅极取出,而由于Q101,Q103的存在,在芯片驱动信号输出及地之间接一个肖特基二极管并不能消除MOSFET栅极负压,该负压传到LEB端口影响芯片CMOS电路工作;而采用芯片输出直接驱动MOSFET方式时,由于没有Q101和Q103,MOSFET栅极负压也得到抑制,MC33368的QRIVE和LEB端口均没有负压影响,故可正常工作。
根据此原因,将肖特基二极管移到MOSFET的栅极和地之间,直接抑制栅极震荡负压,使MC33368的QRIVE和LEB端口均没有负压影响。
如图5所示,取得了良好的效果,PFC部分可正常工作。
图4驱动电路1图5驱动电路2
3.8.2抗浪涌措施
APFC电路利用有源开关器件来实现输入功率因数校正,而有源开关器件对电应力非常敏感,需要增加保护措施,才能通过EN61000-4-5lever4规定的浪涌指标要求。
在输入整流桥和PFC输出滤波电容之间并接一个耐冲击的整流桥,正常情况下它不工作,当输入迭加有高幅度、窄脉宽的浪涌信号时,它可将输入的浪涌尖峰直接转移到大滤波电容上,从而保护了PFC功率管。
该电路在GAM3.0AC/DC模块中得到了验证。
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- 关 键 词:
- DCMCCM 临界 控制 APFC 电路设计 规范 标准