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彩电开关电源电路李明勇
彩电开关电源电路
1.简述
开关电源同比线性电源,因其效率高、体积小、重量轻等特点而在家电产品中得以广泛应用。
现在所有的彩电产品基本都是使用开关电源。
由于CRT彩电的电源功率通常在200W以下,因此现在彩电所用的开关电源大都属于反激式开关电源。
所谓反激式即指当功率开关MOS管导通时,将电能转化为磁能储存在开关变压器中。
只有在功率开关MOS管关断时,才向次级输出能量。
而在反激式电源中,相对于硬开关模式,准谐振(QRC,Quasi-ResonantConverter开关模式因具有低EMI和高效率而普遍适用。
例如Fairchild公司的KA5Q系列、FSCQ系列,Sanken公司的STR-W67xx系列等。
准谐振开关模式即是,当次级线圈通过整流二极管释放完能量后,功率开关MOS管并不立即导通。
而是由初级绕组与开关MOS管漏极电容(包括漏极所接的电容Cr和MOS管的输出电容Coss以及次级的反射电容C,进行串联谐振,谐振到半周即最低点时导通。
因此可以看出,准谐振开关模式属于完全能量转换的电感电流不连续工作方式。
由于外接了Cr电容以及在电压最低点导通,因而降低了损耗和EMI,提高了电源效率。
彩电开关电源电路的设计,其中最重要的部分是开关变压器的设计。
开关变压器设计好后,才能依据来选择开关变压器外围的元器件参数。
2.设计输入分析
2.1输入电压范围:
2.2最大输入功率
由以上的参数可得到如下:
2.3最大输入直流电压:
=1.414x265=375V
2.4最大输入有效值电流(
对彩电所用的桥式整流滤波电路,一般功率因数为0.55-0.65,增加谐波抑制电感后,功率因数提高至0.70-0.85,分别取0.55,0.70。
θCOSIUPrmsrmsin.=
其中inP为有功功率即输入功率,rmsU为输入有效值电压,rmsI为有效值电流,θCOS=PF为功率因数。
因此:
θCOSUPIrmsinrms./=
各种机型的最大有效值电流如下:
电源电路中选取的元件应满足以上电压和电流的要求(具体到某个机型的某项参数,可能会因测试条件不同而取值不同,但计算方法一样。
3.电源电路分析和器件选取
3.1电源开关
功率大于15W或电压大于40KV的设备必须装有手动机械开关。
对电源开关的参数要求主要有额定电流、浪涌电流及额定电压。
例如5A/120A/250VAC。
选择电源开关时应满足这些参数的要求。
3.2共模和差模抑制电路(如图
图中L901,L902分别与C904,C905组成两级低通滤波器抑制共模干扰,C901,C902与L901(或L902中两个线圈的电感差值组成滤波器抑制差模干扰,差模电容的选取一般在47nF---0.22uF,通常不大于0.47uF,而且需并联阻尼电阻,在电源关机后泄放掉电容上的电荷。
现在大部分电源电路上没有该电阻,是因为消磁热敏电阻充当了阻尼作用。
如果电路中有继电器切断了消磁电阻,则必须另外增加阻尼电阻来满足要求。
电阻阻值的选择:
RCt
eUU-=.max
按国标要求,在关机t=2S后,线上的电压应该小于安全电压36V。
因此,=U36V,假如关机前的峰值电压maxU=375V,C=2x0.1uF,则可求出R的阻值,选取的电阻值要小于该值。
建议选择高压玻璃釉电阻。
如果选择金属氧化膜电阻,1W的需要2个串联。
共模电容一般取470p-2200p,大了则初次级间漏电流会增加。
漏电流计算公式如下:
Vfcfc
VXVICLππ22/1===(1LI为漏电流,V是加在电容上的交流电压,f是作用在电容上的电源频率,C是电容量。
共模电感的计算式如下:
:
L=1/C(2πf²(2如果选取截止频率为150KHz,则L901,L902由下式计算出:
L901=L902=1/(2πf².C=1/(2πx150².470=2.4mH
如按以上参数组成共模抑制器时,则当共模干扰信号经过该滤波器时,在150KHz频率处,该滤波器的插入损耗为6dB(未考虑输入输出阻抗。
但由于我们并不知道共模干扰信号的初始幅度,因而不知道需要衰减多少dB才能满足要求。
因此实际的参数应该通过试验得出。
一般在10mH以上。
电感量越大,低端共模抑制效果越好。
但需要指出的是电感量并不是越大越好,因为随着电感量的增加,匝数相应增加,其分布电容也增加,很可能使高端频响(MHz处曲线变差(当然,分槽绕制会改善这种情况。
如果匝数不增加,磁芯的磁导率增高,也同样可能使频响(500KHz处变差。
因此选择何种规格的磁芯以及电感量取多大,都需要兼顾高低频。
电源滤波器主要滤除低端共模干扰,共模电容即Y电容滤除高端共模干扰。
下图为EMI的测试波形。
需要注明,1MHz以上的干扰基本上都属于共模干扰,150KHz――1MHz既有差模也有共模干扰。
因此需要针对不同的干扰频段来区分解决。
通过实际的试验测试选定磁芯和电感量后,还应考虑线径,以满足一定的电流密度,以免线径温度过高。
电流密度一般取J=7-10A/mm²(视散热条件而决定,根据公式:
J
IJIDrmsrmspm13.1.4==π(3结合上面已知的最大输入有效值电流,可得出各种尺寸电视所用的电源滤波器的线径大小(有效值电流视实际测试条件而计算
输入功率大于75W的电视机中,需要增加谐波电感抑制器来满足谐波电流测试要求。
谐波电流抑制器实际上是一个矽钢片制成的工频电感,它利用电感线圈内部
电流不能突变的原理调节电路中的电压及电流的相位差,使得交流输入的基波电流与电压之间相位差减小,并且电流波形趋向于正弦化以提高功率因素,这就是无源PFC。
但无源PFC的功率因数不是很高,只能达到0.7~0.85;
谐波电流抑制器的关键参数是电感量L,随负载功率而定。
电感量不能太小,要保证负载功率临界小时能满足谐波电流要求;但也不能太大,一个是体积受限,另一个随电感量的增加(成本也增加,压降将增大,影响温升。
因此,通常是按功率不同分段设置不同的谐波电流抑制器,随负载功率的增大,其电感量减小。
现在公司内销使用的谐波电流抑制器主要有三种11001443(11001453、11001442、11001672。
分别对应的使用情况为:
25寸及以上电视机增加谐波电感抑制器后,可节省后一个电源滤波器(即L902。
3.3继电器电路
继电器的工作原理是通过给其内部线圈施加一个电压后产生电流进而形成磁场力来使触点进行吸合的。
其主要参数包括触点参数和线圈参数。
触点参数主要有最大切换电流,最大切换电压,线圈参数主要有工作电压,线圈电流等。
典型切换电路上图所示。
这里需要着重说明的是,吸合时,应使控制三极管V978处于饱和状态,即基极电流足够大,保证线圈电流符合参数要求,以使吸合稳定。
例如线圈电流=Ic=40mA,三极管β=150,则Ib=40/150=0.27mA。
要求Ib电流>0.27mA。
即R963<(5-0.7/0.27=16K。
取R963=10K。
同理,释放时V955处于完全截止状态。
和继电器线圈并联的二极管是给线圈提供通路的,以便在V978截止时线圈产生的反电动势能通过二极管泄放掉,保护继电器。
3.4消磁电路
消磁电路部分的器件包括消磁热敏电阻和消磁线圈。
消磁电路是专为CRT像管而设计的,主要消除地磁、剩磁、以及外磁场对CRT像管的影响。
消磁电路的主要参数是消磁功率和残余电流。
由于消磁功率不但与起始电流成正比,而且与消磁电流的波形有关,即与起始电流的半幅衰减时间成正比。
因此一般CRT像管的规格书上对此都有规定。
例如29寸彩虹纯平管要求,最小消磁功率为1600AT(P-P,5个周期后的电流值应不小于初始电流值的一半,残余电流不大于0。
7AT(P-P。
如图所示
消磁功率的计算如下:
I*N=2.(/(RT+RL*N(4
是输入交流电压的有效值,RT为消磁热敏电阻的阻值,RL为消磁线圈的阻值,N为消磁线圈的匝数,前面参数2是因为25寸以上采用8字型绕法其消磁功率近似于两倍(也有认为经验值为1.5倍甚至1.3倍的。
21寸及以下采用口字型绕法的不乘参数2。
消磁热敏电阻分几类,主要是4.5Ω,9Ω,18Ω。
它的关键参数除了标称电阻值外,主要还有要求匹配的最小的消磁线圈电阻值。
其它参数还包括温度特性、最大工作电压、额定工作电压、残余电流以及回路功耗。
回路功耗低的消磁
电阻是为做待机小于3W而需求的。
选用3脚而不用2脚的消磁热敏电阻,是因为3脚的电阻内部配置了专用的旁路加热片,提高了主片的平衡温度和电阻值,降低了残余电流。
消磁线圈的关键参数是匝数、阻值、形状结构。
消磁热敏电阻和消磁线圈的选取是多种综合因素的考虑。
例如,内销机要求消磁热敏电阻的额定电压为220Vrms,最大工作电压达到270Vrms;如果要做低待机功耗的机型,则要求回路功耗尽量小;而温度特性和残余电流则取决于所用的显像管;像管要求多个正弦波后才衰减,则电阻的居里点要高;
选定消磁热敏电阻后,根据显像管的消磁功率和条件选择消磁线圈。
当然,有时电阻和线圈是同时匹配选择的。
因为消磁线圈的阻值大小也会影响到消磁电流波形的形状,阻值大时,消磁功率峰值小,但正弦波保持时间相对长一点,消磁效果要好些。
这是一个质量和成本的综合考虑。
注意事项:
由于消磁热敏电阻阻值的降低,将会使得开机时的起始消磁电流增大,这就要求电源保险丝的防浪涌电流能力加强。
保险丝的关键参数主要是额定电流和额定电压,现在我们内销所用的主要是2.0A/250VAC,2.5A/250VAC,3.15A/250VAC。
还有一个参数:
公称热能值tI2,
是表征保险丝的防浪涌电流能力。
通常用公称熔化热能值I²t来表示。
I²t=1/2(ip²t/k(5其中ip为开机瞬间的电流输入波形的最大峰值,t为峰值电流持续时间,K为把单次脉冲1/2(ip²t转换成所要求的额定焦耳积分I²t值的转换因子(对彩电K取0.23。
因此在配管时,需要考虑起始消磁电流是否会过大,现用的保险丝的公称熔化热能值是否满足要求。
3.5整流滤波电路
在整流滤波电路中串接了一个负温热敏电阻(NTC,如下图所示的R901,用于抑制开机瞬间的浪涌电流。
负温热敏电阻的关键参数除了零功率电阻值外,还有最大稳态工作电流和最大容许电容量。
最大稳态工作电流可以通过给出的电流与温度曲线关系选取,后接的滤波电解容量不能超过NTC的最大容许电容量,
一般都降额使用。
上图所示是彩电通用的桥式整流滤波电路,将输入的交流电压整流滤波后变成平滑的直流电压。
滤波后的电压波形如下图:
直流电压最低直流电压
为直流电压的最小值,UR为输入脉动电压,并且
UR+
=,是直流充电的占空比(0.2-0.3之间。
当滤波电容的值低时,会使值大大降低,而输入脉动电压UR却升高。
但电容值过高则成本增加,而对提高和降低UR效果并不明显。
输入滤波电容的计算如下:
式中为最大输入功率,为交流电源的频率(例如50Hz/60Hz
为最小输入交流电压有效值。
通常在宽电压范围(90VAC-265VAC,的经验值一般在2---3uF/W。
在窄电压范围(195VAC-265VAC,则可按1uF/W
取值。
与整流二极管(硅整流桥并联的陶瓷电容用于在瞬态变化(例如开机时降低整流二极管的应力,保护整流二极管。
通常为4700p/1kV。
整流二极管的关键参数主要有反向击穿电压RRMV、正向平均电流OI,还有一些参数例如浪涌电流FSMI也应注意,在应用时应保证在最大的输入电压时,在负温热敏电阻的限流下,其浪涌电流满足要求。
整流二极管的选取如下:
二极管的反向击穿电压
≥
1.25
即最少降额80%。
二极管的正向平均电流
≥2
为最大输入有效值电流。
浪涌电流FSMI
FSMI≥1.1RVDC/max
R为负温热敏电阻的零功率电阻值,
为输入交流电压的最大峰值。
3.6开关电源电路
3.6.1开关电源电路分析
在前面简述中,已经简单介绍了开关电源。
下面以FSCQ1265电源电路举例来介绍其工作原理。
(1开启和停止
开机后,300V的直流电压通过启动电阻R915、R914(如果使用金属氧化膜电阻,需要2个串联。
如果是玻璃釉电阻,可以1个给C908充电。
当Vcc脚电压升到15V时,电源芯片FSCQ1265的内部电路开始工作。
芯片内的MOS管开始了正常的导通和截止。
Vcc脚的电压改由辅助绕组经VD910整流、C930滤波和R920降压后供给。
当Vcc脚的电压降低至9V时,芯片内部电路停止工作,MOS管也停止了开关。
开关MOS管的电压和电流波形如下:
(2调压过程
正常工作时,当由于某种原因造成B+电压升高后,通过电阻分压到V956
基准极(R极的电压也升高。
V956(KL431A是一个基准电压为2.5V的比较放大器。
R极电压的升高引起C极电流的增大。
即光藕次级(1、2脚电流增大。
这样,误差取样放大电路将B+电压的变化转变为光藕电流的变化。
因此光藕初级(3、4脚的电流增大。
电源芯片FB脚(Pin4内部恒流源分给电容C922的充电电流减少,FB脚电压降低,芯片内部与之对应的比较器上的电压降低,比较器另一个脚接到MOS管另一个源极取样电阻Rsense上(如下图。
因此,当FB脚电压降低即意味着开关管漏极电流的降低,即开关管提前截止。
从而使得B+电压降低。
反之亦然。
(3同步过程
初级电路中的VD911、R913、C913、VD909、R912为电源芯片的SYNC脚(Pin5输送同步信号(幅度为9V左右的脉冲电平。
R913、R912分压调整电平幅度,C913与R913调整延迟时间。
开关管由导通何时转为截止,上面讲过是由FB脚的电平决定。
而由截止何时转为导通,却是由SYNC脚的脉冲电平送到内部比较器上决定。
当开关管截止后,初级绕组向次级绕组传递能量。
在次级绕组的能量释放完后,开关管并不立即导通,变压器初级绕组与C920(MOS管的输出电容和次级反射电容忽略开始谐振,同步电路的作用即是调整延迟同步电平,使得串联谐振的电压幅度谐振到最低点时才导通(如下图。
(4待机过程
当V954的B极转为高电平时,V954导通,光藕1、2脚流过的瞬间电流增大,光藕3、4脚电流同样增大,导致FB脚电压低至将近0V,开关电源进入间歇工作状态(BurstMode,即进入待机状态。
波形如下图所示:
3.6.2开关电源电路保护
该开关电源具有过载保护(OLP,过压保护(OVP,反常过流保护(AOCP,过热保护(TSD及欠压锁存等保护功能。
其中过压和过载保护是重启模式,反
常过流和过热保护是锁存模式。
重启模式保护:
当一个故障出现时,开关停止,MOS管关断。
电源芯片的供电脚Vcc由于没有反馈绕组的能量提供而导致电压下降。
当电压降至欠压锁存的停止电压9V时,保护被复位,电源芯片消耗电流减少(仅仅是启动电流25uA,这时300V的直流电压又通过启动电阻R915、R914给C908充电。
当Vcc脚电压升到15V时,电源芯片开始正常工作。
如果此时故障没有排除,仍然存在。
则又开关停止,MOS管关断。
Vcc电压因耗电电流加大而下降。
重复刚才的过程,直到故障排除。
如下图所示
:
锁存模式保护:
一旦保护被触发,开关停止,MOS管关断。
电源芯片的供电脚Vcc电压在9V和15V之间不断地充电和放电。
只有当该脚电压掉到低于6V以下(比如关掉电源或给C908放电,锁存模式保护才被复位。
(1过载保护(OLP
当B+电压的负载非常重(比如极端情况行管被击穿短路,超出电源输出负载能力时,B+电压降低,前面已经讲过调压过程。
可知这将造成光藕的3、4脚流过电流减少,FB脚电压升高。
当电压升高至2.8V时,电源芯片内部D1二极管导通,一个5uA的恒流源开始给FB脚的电容充电。
当充到7.5V时,过载
保护电路被触发。
进入重启模式保护状态。
如下图所示:
(2过压保护(OVP
当某种原因造成次级B+电压反馈环路开路时,光藕电流变为几乎为零。
FB脚电压以类似于OLP的模式上升。
根据前面调压过程知道,随着FB脚电压的上升,开关电源提供的能量越多,B+电压越高,一直要到出现OLP才行。
但在出现OLP之前,B+电压已超过了各器件的额定值。
为避免此种情况损坏器件,该电源芯片利用SYNC脚设置了一个过压保护电路。
正常情况下,SYNC脚的同步脉冲电平设置在大约为9-10V峰值。
当B+电压上升时,SYNC脚的脉冲电压成比例地上升,当上升到12V时,过压保护电路被触发。
进入重启模式保护状态。
(3反常过流保护(AOCP
当次级的整流二极管或线圈绕组出现短路时,瞬间一个非常陡峭的电流以很高的电流变化率di/dt流过MOS管。
这种情况过载保护是不会被触发的。
该电源芯片为这种情况设置了一个反常过流保护电路。
如下图所示:
当该电流流过MOS管时,在其S极所接的到地电阻Rsense上产生一个电压。
该电阻Rsense接到一个比较器的一端,比较器的另一端接了一个预设的电平值。
如果Rsense上产生的压降达到预设值。
则比较器翻转。
反常过流保护电路被触发。
进入锁存模式保护状态。
(4过热保护(TSD
该电源芯片将MOS管和控制IC集成在一个封装内,使得控制IC非常容易测试MOS管的温度。
当异常情况使得MOS管的温度达到大约150度时,过热保护电路被触发。
进入锁存模式保护状态。
3.6.3开关变压器设计
3.6.3.1设计开关变压器之前,首先需要确定如下几个参数:
:
最低输入交流电压(比如90V
AC
:
最高输入交流电压(比如265V
AC
:
交流电压频率
(50Hz/60Hz
:
最大输出功率(比如120W(1
5.947.01351=⨯=oPW(2
5.75.0152=⨯=oPW(3
2.46.073=⨯=oPW(4
8.136.0234=⨯=oPW4321oooooPPPPP+++==
120W
:
开关电源效率(通常设为80%
最大输入功率可得出:
ffo
inEPP==120/0.8=150W
如果有多路输出,每路输出的负载藕合因子为:
其中是第n路输出的最大功率。
如果单路输出,则=1。
3.6.3.2确定直流输入电压范围
首先需要确定滤波大电解的容量,由整流滤波电路中可知选取电解电容容量的原则。
确定电解电容的容量后,最低输入直流电压为:
用于工程简单计算时,也可近似于
=1.2
如果增加了谐波电感,需要减去谐波电感上的压降LV。
fLIfLIRIVL
ππ22..===
I为有效值电流,L为谐波电感的电感量,f为交流电源的频率(50/60Hz
最高输入直流电压为:
3.6.3.3确定输出电压的反射电压
现在彩电多使用准谐振模式,其开关MOS管的最高漏极电压为:
其电压波形如图:
通常是先确定开关MOS
管,根据其耐压来决定的值。
例如选择开关
MOS管的耐压为600V,则电压不要超过开关MOS管的(75%-85%耐压。
例如选择
=125V
则在
=265VAC时,
=500V,留100V的余
量给漏感电压。
当然可试情况增加消尖峰电路。
一个开关MOS管是否适用,必须通过计算它在实际应用中的功耗,从而计算出实际工作时的最大结温。
开关MOS管的开关损耗精确计算起来比较困难,
因为它依赖于许多难以量化并且没有规范的因素,这些因素同时影响到开通和关断过程。
但主要的开关损耗是由导通损耗和开启瞬间的损耗组成,即
Pc=Irms².Rds(on+1/2..(-
².f
式中Irms为初级绕组的有效值电流,Rds(on为导通电阻,为漏极电容(,为输入直流电压,为+B的反射电压,f为开关频率。
算出功耗以后,开关MOS管的结温Tj
Tj=Pc.RθA+TA
其中RθA为管壳到管芯的热阻,TA为开关MOS管壳表面温度。
建议实际工作中的最大结温不要超过开关MOS管给出结温最大限值的70%左右。
3.6.3.4计算开关变压器初级绕组的电感量
(1首先需要确定开关电源的最低频率
一般人耳可听到的最高频率为20KHz,所以确定的最低频率不能低于20KHz。
当然如果频率提高,变压器的尺寸将减小,但各种损耗随之增加。
因此需要在成本和可靠性之间取折衷。
通常最低选取=25KHz。
(2
计算最大占空比,其公式为:
但准谐振模式是在次级放完电后,并不立即导通。
而是由初级绕组与开关MOS管漏极电容(包括漏极所接的电容Cr和MOS管的输出电容Coss以及次级的反射电容C’,C’通常不计进行串联谐振,谐振到半周即最低点时导通。
如图:
谐振半周,其中
=。
通常值约为2-3uS。
所以最大占空比修正为:
(3计算初级绕组的电感量
3.6.3.5当电感量确定以后,可得出流过MOS管(同时也是初级绕组的最大峰值电流
3.6.3.6同时还可得到流过MOS管的有效值电流
3.6.3.7通过输出最大功率可以选定磁芯种类,如下表:
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