S频段微波下变频器技术研究报告.docx
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S频段微波下变频器技术研究报告
S频段微波下变频器技术
可行性研究报告
编写日期:
2014年9月
一、技术领域及研发必要性分析
1.1技术相关
技术名称:
S频段微波下变频器技术
持有人:
1.2S频段微波下变频器技术现状
下变频器是微波集成电路接受系统种必不可少的部件。
无论是微波通信、雷达、遥控、遥感、还是侦查与电子对抗,以及许多微波测量系统,dpi必须把微波信号用下变频器降到中低频来进行处理。
随着电子技术在军用以及民用领域的不断发展和微波技术的不断应用,各种微波系统种几乎都采用了集成电路下变频器,主要是因为集成式下变频器体积小,性能稳定可靠,设计技术成熟,而且结构灵活多样,可以合适各种特殊应用。
国外的一些主要军火公司很早就致力于微波下变频技术的,而且已经取得了相当的成绩,并且使之推广到重要的通信领域的应用中,国内在这方面也进行了许多卓有成效的工作,但鉴于微波领域的许多研制涉及新理论和制作工艺问题,以及我国目前相关技术与国际水平尚有一段不小的差距,电路制作和工艺也有待完善,短期内要实现微波下变频电路的单片集成还不现实,因此,目前多采用混合集成的方式来实现下变频技术。
1.3技术必要性分析
微波下变频器是卫星地面站接收链路的一个分系统,其作用是把微波信号变换成中频信号后提供给后端解调设备。
作为地面侦收系统的一个核心装备,微波下变频器的动态范围、灵敏度、噪声系数、频率稳定度等性能指标对整个链路的性能起着决定性因素,这就要求微波下变频器在完成强大、复杂和通用功能的前提下,尽量追求设备的体积小、重量轻、功耗低,在电性能的改进方面应尽量追求宽频带、大动态范围、高灵敏度和低相位噪声。
二、内容与可行性分析
2.1系统概述
随着现代军事、国防和无线通信的飞速发展,微波下变频器作为微波接收系统的射频前端也正经历着迅猛的发展。
作为一个实用性非常广泛的技术,微波下变频器的用途深入到了无线通信、雷达定位、遥测遥感、卫星通信等多个领域。
2.1.1微波下变频器的功能
微波下变频器是微波接收系统的一个最为重要的分系统。
其作用是把天线与场放接收下来的微波信号变换成中频信号后提供给后端解调设备。
由于下变频器一般都是宽带输入,接收到的信号比较多,选择就是从收到的许多信号中选出所需要的信号;同时由于射频信号处在微波频段,而且十分微弱,在低噪放输出端电平约为-80dBm,而解调器的输入接口频率通常为70MHz,电平约为-10~50dBm。
显然,下变频器还需要对接收到的信号进行选择、变频和放大。
除此之外,为了使提供给解调终端的信号达到一定的纯度和保真度,下变频器还需要对所接收的信号进行滤波、对电路的幅度特性和群时延特性进行均衡等一系列处理。
2.1.2微波交频器结构
微波下变频器作为微波接收系统的核心分系统,其设计的关键是选择合适的结构。
采用哪种结构取决于系统要求的性能指标,复杂程度,功耗和成本。
这里介绍几种主要的下变频器结构。
2.1.2.1超外差式结构
所谓“超外差”就是利用本地产生的振荡波与输入射频信号混频,将输入信号频率变为某个预先确定频率的方法。
这种方法是为了适应远程通信对高频率、弱信号接收的需要,在外差原理的基础上发展而来的。
所谓外差方法是将输入信号直接变换为音频,而E.H.阿姆斯特朗于1918年提出的方法是将输入信号变换为超音频,故称之为超外差。
图1.1是超外差结构下变频器的原理框图。
图1.1超外差接收原理图
天线接收的中心频率为fs的信号经过射频预选滤波器滤波和前置放大器放大,与本地振荡器产生的等幅正弦信号fo一起加入混频器变频,得到固定的中频信号fi=/fs-fo/。
然后再经过中频放大器放大和中频滤波器滤除杂散信号,中频信号的频谱结构与输入信号相同,只是中心频率由fs变为fi。
因此,中频信号保留了输入信号的全部频谱特性,超外差下变频器的突出优点是具有足够高而且稳定的增益、具有较高的选择性和比较平坦的幅频特性、容易调整。
缺点是存在一些特殊的干扰,如镜像干扰、组合干扰和中频干扰等。
2.1.2.2镜像抑制结构
前面介绍的超外差式下变频器是靠外接镜频抑制滤波器来滤除镜像频率干扰,而镜频抑制接收方案(Image-RejectReceiver)是采用改变电路结构来抑制超外差式下变频器中的镜像频率干扰。
考虑到镜像频率和信号频率分别位于本振频率的两边,采用某些处理会对它们产生不同的影响,基本方案如图1.2所示,也称为Hartley结构。
图1.2Hartley结构镜频抑制下变频
在此方案中,用相互正交的两个本振信号与来自LNA的射频信号混频,再将其中一路相移90°,然后叠加,就可以得到抑制镜像频率的中频信号。
可以看出,镜像抑制混频的原理在于有用射频信号和镜像干扰信号位于本振信号的两边,它们和本振信号混频后取出的差拍信号频率,一个为正,一个为负。
这个方案要真正做到抑制镜频干扰的关键有两点,一是两条支路必须完全一致,包括本振信号的幅度、混频器的增益、低通滤波器的特性都必须一致;二是正交要精确,即两路的本振信号要精确的相差90。
,否则镜像频率不可能完全抑制。
2.1.2.3零中频结构
取本振频率与载波频率相等,就不存在镜像频率,也就不会有镜像频率干扰,把这种方案称为零中频方案。
如图1.3所示为一种数字通信的零中频方案的原理方框图。
由于零中频信号就是基带信号,而在数字通信里基带信号往往都是分成同相和正交的两路,图1.3中通过两个正交的本振信号,下变频直接变为I/Q两路正交基带信号。
图1.3直接下变频方案的原理方框图
除了没有镜像频率干扰外,直接下变频方案还是有以下优点:
下变频器的射频部分只包含了高频低噪声放大器和混频器,增益不高,易于满足线性动态范围的要求,且由于没有抑制镜频滤波器,也就不必考虑放大器和它的匹配问题;由于下变频后是基带信号,因此不必采用专用的中频滤波器来选择通道,而只须用低通滤波器来选择有用通道,并用基带放大器即可,而这些电路都是很容易集成的。
与超外差式下变频器相比,零中频方案存在一些如下所述很难解决的问题。
1、本振泄漏
零中频方案的本振频率与信号频率相同,如果变频器的本振口与射频口之间的隔离性能不够好,本振信号就很容易从变频器的射频口输出,再通过高频放大器泄漏到天线,辐射到空间,形成对邻道的干扰。
这在低中频输出的超外差式下变频器中就不容易发生,因为由于输出中频较低,使得超外差式下变频器的本振频率和信号频率相差很大,一般本振频率都落在前级射频预选滤波器的频带以外。
2、LNA偶次谐波失真干扰
两个频率相近的干扰信号进入LNA,由于LNA伏安特性非线性的偶次项引起的差频,在直接变频方案中就可能会因为混频器的不理想(I心口与IF口隔离不好)而直通进入基带信号,造成干扰。
3、直流漂移
直流漂移是零中频方案特有的一种干扰,它是由自混频引起的。
如果由本振泄漏的本振信号又从天线回到高频放大器,进入下变频器的射频口,它和本振口进入的本振信号经混频,差拍为零频率,即为直流。
同样,进入高频放大器的强干扰信号也会由于变频器的各口隔离性能不好而漏入本振口,反过来它又和射频口来的强干扰经混频,差拍为直流。
这些直流漂移在超外差式下变频器中是不可能干扰有用信号的,因为那时中频不等于零。
而在零中频方案中,将RF信号转变为中频为零的基带信号,这些直流漂移就叠加在基带信号上,而且这些直流漂移往往比射频前端的噪声还要大,使信噪比变差,而且这些大的直流漂移还可能使混频器后的各级放大器饱和,无法放大有用信号。
4、噪声
有源器件内存在的1/f噪声随着频率的降低而增加,都集中在低频段,尤其是场效应管的1/f噪声比较大,它对搬移到零中频的基带信号产生干扰,降低信噪比。
一般直接变频下变频器的主要增益放在基带级,前端射频部分的增益约为20dB,因此有用信号经下变频后的幅度不会大,1/f噪声的影响就更严重,因此采用零中频方案时,一般下变频器都设计成有一定的增益。
零中频方案还有诸如两支路的匹配问题,低通滤波器的设计问题等都是需要考虑的。
当数字通信采用零中频方案时,两条正交支路如果不一致,例如变频器的增益不同,两本振信号不是严格的相差90°都会引起基带I/Q信号变化。
零中频方案可以用集成的有源低通滤波器代替外差式下变频器的外接无源中频滤波器来进行通道选择,从电路集成的角度讲这是一个优点,但是有源滤波器会增加噪声,设计时应兼顾功耗、噪声及线性动态范围的综合要求。
2.1.3微波下变频器中的主要干扰类型
现代超外差变频器结构中,至少存在一个频率转换的环节,即混频器。
这就出现了很多我们不愿意看到的干扰,如组合频率干扰、副波道干扰、交叉调制、互相调制、组塞干扰、倒易混频等。
1、组合频率干扰:
在混频器的输出产物中,除了需要的差频信号外,还存在一些谐波频率和组合频率,如果这些组合频率接近中频信号,并落在中频放大器的通带内,它就能与有用信号一起进入中频放大器,并被放大后加到检波器上。
这些接近中频信号的组合频率与中频信号差拍检波,产生音频,最终在耳机中以哨叫声的形式出现。
2、副波道频率干扰:
如果混频器之前的输入回路和高频放大器的选择性不够好,干扰信号就会进入混频器,它们与本振信号相混后同样会产生接近中频的频率干扰,这种干扰称为副波道频率干扰。
其中以中频干扰和镜像干扰最为典型。
3、中频干扰——当干扰信号等于或者接近变频器的中频频率Z且前端电路的选择性不够好,致使干扰信号到达混频器的输入端,不经过变频过程就直接通过混频器,如果该信号较大,会对输入信号产生强烈的影响。
一般用中频抑制比来说明对中频干扰的抑制能力,其定义为:
一个频率等于变频器中频的无用信号的输入电平与基准灵敏度的差值,就是中频抑制比,用dB表示。
4、互调干扰——若两个或者多个干扰信号一起加到变频器的输入端,由于放大器的非线性,干扰信号彼此互调,可能产生频率接近有用信号频率的互调干扰分量,并与有用信号一起进入中频带。
5、阻塞干扰——当一个强干扰信号进入变频器的输入端后,由于输入电路的抑制不好,致使前端电路内放大器或混频器的晶体管处于严重的非线性区域,甚至完全破坏晶体管的工作状态,使输出信噪比大大下降,这种现象成为阻塞。
6、倒易混频(噪声调制)——也是混频器所特有的一种干扰方式,它是由于在混频器输入端存在强干扰信号,而在本振源内又存在杂散和边带噪声引起的,强干扰信号与本振的杂散和噪声相混,使落入中频通带内的噪声激增,输入信号信噪比下降,降低了变频器的实际灵敏度。
由于它是把强干扰信号作为载频,而将本振源中的边带噪声作为输入信号,正好与原来的混频位置颠倒,因而称为倒易混频。
2.2技术内容
2.2.1变频次数选择
采用一次变频方式还是二次变频方式主要取决于变频器输入信号频率和输出信号频率,由射频预选滤波器对本振泄漏、谐波干扰及杂散信号的抑制能力而定。
一次变频方式的优点是组合频率干扰小、设备简单、可靠性高、重量轻、功耗小、成本低;缺点是不适合于低中频的输出信号;二次变频方式能实现低中频输出信号的关键是因为二次变频方式中因其第一中频频率较高,可使接收信号的镜象干扰远离混频器通带,能较好的改善镜像抑制、中频抑制、本振泄漏等性能
指标;不足是组合干扰大、设备多、成本高。
下面分别给出了一次变频和两次变频的框图。
图2.1一次变频框图
图2.2两次变频框图
本技术“2.2~2.7GHz频率合成式微波下变频器”中频频率为70MHz,对于本机的变频次数,如果采用一次变频方为了避免镜像干扰,必须在输入端加一案,由于镜像频率包含在有用频带内,个作为预选载波用的滤波器,并且与本振源实现统调,以适应接收不同的载波,但实现风险较大,不可取。
结合计算机仿真分析与工程实践经验,选择两次变频方式。
只要严格选好第一中频,使镜像落在有用频带之外,同时保证低阶信号与本振的组合干扰不进入中频带内,同时应考虑两个本振的可实现性及对本振外泄电平及镜频抑制的要求。
实现方式兼顾可行性、可靠性、适宜性与经济性。
2.2.2整机频率关系确定
由于整机选择二次变频方案,关键是第一中频的选择,由于输入输出频率已知,确定了第一中频频率后,则相应的第一、第二本振频率也就确定了。
从理论上来说,第一中频选择较高的频率有利于避开低阶互调,经计算如果中频选择在1~2GHz之间,第一本振与信号互调的7阶以下产物基本可以避开,同时前端射频预选滤波器对镜像干扰的抑制度更好;但由于内中频的提高,将增加一二本振的实现难度,同时中频电路实现的难度也将增加,包括尤其宽增益调节范围的AGC、MGC电路和线性检波电路组件的选取等问题将凸显,部件的设计、调试难度增加。
综合考虑到上述因素,结合Agilent软件APPCAD计算,第一中频的选择为900MHz,同时保证了低阶信号与本振的组合干扰不进入中频带内,兼顾考虑两个本振的可实现性及对本振外泄电平及镜频抑制的要求。
整机频率关系如下表:
表2-1整机频率关系
2.2.3整机工作原理
本机采用两次变频方式,来自前端的2200.2700MHz信号经后面板N.50K型插座输入经隔离器和射频滤波器后进入第一混频器,同来自第一本振的3100.3600MHz步进10MHz的Lo1信号进行下变频产生900MHz第一中频信号,经中频滤波器滤除无用成分后,经放大后进入第二混频器,在这里同第二本振混频(频率为960.001~970MHz)产生出70MHZ第二中频信号,经放大、低通滤波器滤除无用信号后、电调衰减及斜率调整,从N-50K插座输出。
整机框图如下:
图2.3整机原理框图
从上面框图可以看出,下变频器的基本部件是:
射频滤波器、微波混频器、本地振荡器(微波锁相源或微波频率合成器)、中频滤波器器、中频放大器等。
通常我们把本振称为本振单元,而把其它部件如滤波器、混频器、放大器等组成的部分称为通道单元。
另外,一个完整的下变频器中缺少不了电源单元、晶振单元、数控单元等。
射频输入端由隔离器保证满意的宽带VSWR特性。
射频滤波器对无用的频率,提供足够的抑制。
其后的隔离器可在射频滤波器和第一混频器之间提供良好的宽带匹配,以保证严格的幅频特性指标。
第一中频的低通滤波器和970MHz带通介质滤波器,对中频镜像提供大于50dB的抑制。
第一本振为频率合成器,由数控码控制,它可以提供3100-3600MHZ带宽,10MHz步进,幅度+10dBm的信号至第一混频器,产生出第一中频信号。
合成器采用单环频率合成方式,模块化结构,具有优良的相噪特性和低的杂散电平。
第二本振为DDS+PLL频率合成器,由数控码控制,它可以提供960.001~970MHz带宽,1KHz步进,幅度+8dBm的信号至第二混频器,产生出第二中频信号。
DDS作为激励信号,降低了锁相环的环路捕捉时间,这样也确保了PLL的频率转换速度;PLL的带通滤波性能可对DDS的带外杂散进行抑制。
整机的频率、增益及故障判断由数控单元完成,数控由微处理器、键盘及显示等部分组成,并且提供RS-232、RS-485遥控接口,使整机可工作于本地和遥控状态。
2.2.4整机组合干扰分析
由于整机选择二次变频方案,关键是第一中频的选择,第一中频的选择要保证低阶信号与本振的组合干扰不进入中频带内,第一二本振的互调干扰不进入中频带内;同时还应考虑两个本振的可实现性及对本振外泄电平及镜频抑制的要求。
现选择中频为900MHz.确定了第一中频频率后,相应的第一、第二本振频率也就确定了,第一本振(高本振)频率为3100~3600MHz,第二本振频率为970MHz。
组合干扰分析:
表2-2一本振与信号互调分析
表2-3二本振与信号互调分析
表2-4第一二本振交调分析
从以上分析看,选900MHZ的第一中频,不存在七阶以内组合干扰。
经理论分析与实验测试,对于高阶的组合干扰,可采用双平衡混频器对其进行有效抑制,所以这些组合干扰的影响可以忽略不计。
2.2.5整机增益噪声指标分配
图2.4整机增盘噪声指标分配
2.2.6各关键部件技术指标分配
2.2.6.1射频滤波器单元
射频滤波器是射频信号的预选通道,不仅需要带内插损小,幅频响应好,还要带外抑制能力强,它的优劣决定了下变频器镜像抑制、中频抑制、本振外泄、组合干扰抑制等指标是否得以实现。
其主要指标有:
工作频带、插入损耗、带外抑制、回波损耗等。
中心频率:
2450MHz
1dB带宽:
500MHz
带内波动:
≤0.5dB
插入损耗:
≤1.2dB(含输入输出隔离器)
带外抑制:
≥770dBc(偏离中心频率800MHz)
输入接口:
SMA-50K
输出接口:
SMA-50K
2.2.6.2本振
对于超外差变频器,无论是上变频还是下变频,都需要本地振荡器(简称本振),射频信号是与本振混频才产生中频的。
本振的主要指标有频率范围、频率分辨率、相位噪声、输出功率、杂散等。
相位噪声是本振乃至整个变频器的至关重要的一个指标,高的相噪水平是从强干扰信号中弱有用信号的关键;本振的杂散抑制度决定了整个本振的频谱纯度。
第一本振
本振频率:
3100MHz~3600MHz
频率步进:
10MHz
输出功率:
≥+10dBm
相位噪声:
频偏(Hz)1k10k100k1M
相噪(dBc/Hz)-80-85
杂散:
≤-60dBc
输入接口:
SMA-50K
输出接口:
SMA-50K
第二本振
本振频率:
970MHz
频率步进:
1kHz
输出功率:
≥+10dBm
相位噪声:
频偏(Hz)1k10k100k1M
相噪(dBc/Hz)-80-85-95-105
杂散:
≤-60dBc
输入接口:
SMA-50K
输出接口:
SMA-50K
2.2.6.3通道单元
通道单元主要包括了低噪声放大器、微波混频器、中频滤波器、中频放大器等。
其中低噪声放大器是微波下变频器中决定整机噪声的主要部件。
一个低噪声、高饱和电平的低噪放能有效降低整机噪声;混频器是变频器中实现频谱转换的关键部件,选择一个低变频损耗、高隔离度、抑制失真能力强的混频器对整机技术指标的实现必不可少;中频滤波器主要是为了抑制邻道干扰和减少后端解调设备的输入噪声,其带内幅频特性和带外抑制能力对中频数字信号的解调产生显著的影响;中频放大器主要用来在不同的衰落电平条件下提供合适的整机增益。
输入频率:
2200~Z700MHz
本振频率:
L01:
3100~3600MHz
L02:
970MHz
本振功率:
≥+10dBm
输出中频:
70MHz
MGC增益:
0~50dB
增益步进:
1dB
AGC特性:
输入信号电平在-80dBm~-30dBm变化时,输出电平-30~0dBm
带内波动:
≤1dB
输入饱和电平:
≥-12dBm
端口隔离:
≥20dB
输入接口:
SMA-50K
输出接口:
SMA-50K
通道前级的放大器(并非指第一级LNA,本节不针对LNA)应选用高增益的管子,通道中越靠前,信号功率量级越低,因此增益是首要考虑的。
通道后级的放大器应选用P1dB曲高的管子,越靠后,信号功率量级越高,为确保通道的线性度,对后级放大器的P1dB要求相对要高。
同样,要实现高线性下变频器,在通道后级,对IP3的要求也同样提高了。
2.2.6.4晶振单元
晶振是变频器中所有频率源的基准,变频器的频率稳定度和精确度实际上就是晶振的频率稳定度和精确度,而变频器的相位噪声也和晶振密切相关,所以一个性能优异、稳定可靠的晶振对整个变频器是非常重要的。
频率:
100MHz
功率:
+10dBm
频率稳定度:
±1×10-7/日,±5×10-7/0~45℃
相位噪声优于:
频偏(Hz)100Hz1K10K100K
相噪(dBc/Hz)-130-140-145-150
输出接口:
SMA-50K
2.2.7微波下变频器功能模块实现
2.2.7.1本振
本振设计直接影响整机的水平,本振设计的好坏直接影响到整机是否成功。
本机共有两个本振,其中第一本振频率为3100~3600MHz;第二本振频率为970MHz,两者配合,实现2200~2700MHz全频段内的准确调谐接收。
一、一本振实现:
一本振采取高差方式实现,本振频率为3100~3600MHz,可以提供步进10MHz,幅度+10dBm的信号,送至混频器,产生出内中频900MHz。
要实现500MHz范围内的高相噪、低杂散、频率灵活调谐输出,一本振实现的方式主要有以下几种:
1.采用多环组合的方式实现。
这样的特点是相噪水平高,但是电路实现成本高、结构复杂,容易出现尾数调制等特定干扰;
2.采取单环锁相方式实现,由数控码控制。
相噪一般,但是实现方式简单、可靠,结构模块化、通用型强。
综合比较两种实现方式各有所长,经反复比较分析,选用第二种方案。
一本振为一个单环,利用锁相技术把微波振荡器设计成压控振荡器,以高稳定度晶振作为基准信号,构成锁相环路,则VCO的长期频率漂移就会不断自动调整而等于晶振的长期频率稳定度。
伺时选择一个适当的环路带宽,使晶振的噪声调相形成的宽带相位噪声得到很大程度的滤除,从而使晶振的短期漂移对VCO输出信号的影响大为减少。
模块化结构,具有优良的相噪特性和低杂散电平,频率调谐通过数控实现。
其原理如图:
图2.5一本振原理框图
采用AD公司的ADF4106芯片作为鉴相器件,VCO采用MICRONETICS公司的MW500-1419,产生3100~3600振荡信号,经分路器后分为两路,其中一路经一级放大后输出;另一路经一级放大至足够功率后送入ADF4106,在鉴相器中与来自100MHz参考晶振除10后信号鉴相,经环路滤波器取出直流控制信号,控制VCO,使环路锁定。
实物照片如图:
图2.6一本振实物图
二、二本振实现:
二本振的频率范围为960.001~970MHz,步进1kHz,由于其步进仅为1kHz,为满足整机的相位噪声和杂散抑制要求,可以采用DDS+PLL的方式来实现,充分发挥锁相环良好的窄带跟踪特性,并结合DDS的高频率分辨率高频率精确度和高速频率捷变等优点,分别实现了系统所要求的高质量和小步长频率捷本振源变。
框图如下。
图2.7二本振原理框图
在该方式中,DDS可以选用AD的AD9850系列,输入的100MHz信号作为其输入时钟,输出频率为9.6001~9.7MHz/10Hz,将其作为参考信号送至主环与主环中的VCO经÷i00后的信号进行鉴相,主环采用ADF4113。
该电路实现简单,调试方便,由于其输出频率带宽很窄,所以可以有效避免DDS带来杂散偏大的问题。
由于本机通道增益高,尤其需要注意二本振由于DDS杂散所引入的干扰,在滤波和放大方面应该充分考虑,除了在DDS输出采用高阶晶体滤波器外,本振的输出放大器也应该采用高饱和电平的放大器,避免饱和失真。
为保证洁净的输出频谱,二本振输出加介质滤波器。
实物照片如图:
图2.8二本振实物图
三、本振相位噪声分析:
相位噪声,这是本振单元乃至整个下变频器的重要指标。
随着卫星通信中愈来愈多地采用相移键控调制技术,对变频器相位噪声的指标要求也显得十分重要。
在高性能、宽动态范围的变频器中通常要求很高的相位噪声指标,这是从强干扰信号中提取弱有用信号的关键。
假定两个信号同时出现在下变频器的输入端,那么所发生的情况如图2.9所示。
图2.9本振相位噪声对下变频器选择性的影响
图2.9(a)中表示一个有用信号和一个强干扰信号同时进入到下变频器的输入端,fl为强干扰信号,£为有用信号。
显然本振信号不纯,有边带相位噪声。
在变频过程中,混频器把输入的两个射频信号与本振信号及其边带一起混频,得到有用的中频信号和干扰的中频信号。
如果有用信号较大,则分离并恢复该信号就不难;如果有用信号较小,问题就产生了。
因为本振信号的边带噪声会直接转换成强
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