电力电子教案14.docx
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电力电子教案14
教案
教学题目:
(章、节)
第七章PWM控制技术
直流-
7、3PWM跟踪控制技术
7、4PWM整流电路及其控制方法
学时数
2
第10周
第2次课
教学目标:
掌握PWM跟踪控制技术、PWM整流电路及其控制方法。
。
教学重点与难点:
PWM跟踪控制技术、PWM整流电路及其控制方法。
教学方式、方法:
讲授法、讨论法、练习法
教学过程:
1.课前复习:
检测学生的对上节的学习情况,并检查的学生的上节课较难交-交变频电路和矩阵式变频电路原理掌握情况,检测学生对本节课的预习情况,并PWM跟踪控制技术、PWM整流电路及其控制方法提出相关的疑问,让学生带着问题听课,达到有的放矢。
1.讲授新课:
1几种常用PWM跟踪控制原理
跟踪控制法中常用的有滞环比较方式、定时比较方式和线性调节的三角载波比较方式。
跟踪控制的输出可以是电流,也可以是电压。
1.1滞环比较方式
图1给出了采用滞环比较方式的PWM电流跟踪控制单相桥式逆变电路原理示意图。
图2给出了其跟踪输出PWM波形uo和输出电流io波形。
如图1所示,把指令电流ir和实际电流if的偏差e=ir-if作为带有滞环特性的比较器的输入,通过其输出来控制功率器件V1、V2、V3和V4的通断。
当V1、V4导通时,输出电压uo=Ud,使得if增大,当e≤-h时,关断V1和V4,开通V2和V3;当V2、V3导通时,uo=-Ud,使得if减小,当e≥h时,关断V2和V3,开通V1和V4,电流又开始增大。
依此交替通断,使得|e|≤h以实现对ir的自动跟踪。
即通过环宽为2h的滞环比较器的控制,if就在ir±h的范围内呈锯齿状地跟踪指令电流ir。
显然只要设定足够小的环宽h,就可得到希望的跟踪精度。
滞环比较跟踪型PWM逆变器的开关频率受各种系统参数的影响,在不同的条件下逆变器开关频率的变化很大。
开关频率过高会使主电路的开关功耗增大,影响系统效率;开关频率过低时会使输出滤波器(如果有的话)的体积增大。
滞环比较跟踪型PWM的特点为:
(1)控制电路简单,其核心只是一个滞环比较器;
(2)属于非线性砰-砰控制,使得跟踪输出响应快;
(3)当选取滞环较小时,跟踪精度可以很高;
(4)属于闭环控制,所以其稳定性和输出控制精度受系统参数影响较小,具有很好的鲁棒性。
(5)开关频率不固定,带来开关损耗和输出滤波器设计方面的矛盾。
与开环调制方法相比,这是其主要缺点。
(6)滞环比较型跟踪控制的研究工作主要集中在如何稳定开关频率,至少是减少开关频率的波动范围。
图1滞环比较方式电流跟踪控制原理示意图
图2滞环比较跟踪控制方式的原理波形图
2.2定时比较方式
滞环比较跟踪方法可能导致较高的开关频率,开关管的损耗较大,而开关频率较低时,滤波器的体积偏大。
定时比较跟踪控制方式,可以有效地限制最高开关频率。
这种方式不用滞环比较器,而代之以过零比较器,同时设置一个固定周期的定时器,在定时器每个输出脉冲的上升沿对比较器的输出进行采样,以决定输出PWM脉冲的取值。
定时比较方式的原理框图如图3所示。
指令电流ir与输出电流if相减得电流误差e,当e>0时比较器输出D=1,反之,D=0。
在每个定时脉冲的上升沿将D触发器的数据D写到输出Q端,在Q端即得到输出PWM波形。
图3定时比较跟踪控制电路的各点波形示于图4中。
如果CP上升沿时D=1,意味着e=ir-if>0,PWM输出置“1”,此时V1和V4导通,uo=Ud,使if快速上升,e的幅值减小。
当CP上升沿时D=0,意味着e<0,PWM输出置“0”,此时V2和V3导通,uo=-Ud,使if快速下降,同样使e的幅值减小。
显然,PWM波形只有在定时器输出CP的上升沿处才有可能发生跳变。
无论是PWM输出的正脉冲宽度还是负脉冲宽度都不会小于定时器的周期T。
如此便限制了PWM输出的最高频率为fc.max≤。
图3定时比较方式电流跟踪控制原理示意图
图4定时比较跟踪控制方式原理波形图
由图4很容易理解,由于没有限制误差的幅值,使得输出的误差平均值可能不为零。
这是定时比较跟踪控制方式的主要缺点。
当然,这种控制方式并未能改善开关频率可能过低的问题。
真和实验结果。
定时比较跟踪控制型PWM方法的特点为:
(1)限制了开关管的最高频率,可缓解开关损耗可能过大的问题;
(2)平均跟踪误差可能不为零,控制精度不高,该方法单独使用的场合不太多。
2.3三角波比较方式
严格地说,基于线性调节的三角波比较跟踪控制方法并不属于直接误差跟踪控制方法,但通常都把它归于跟踪控制。
图5是采用三角波比较方式的电流跟踪型PWM逆变器控制电路原理图。
该方法把指令电流ir和逆变电路实际输出的反馈电流if进行比较,求出偏差电流e,经过线性调节器调节后,其输出和三角波进行比较,以产生PWM控制波形。
控制系统设计时,首先要对PWM逆变器和负载进行动态建模,然后通过线性调节器的设计来满足闭环跟踪控制系统的动态和稳态性能。
显然,采用三角波比较方式时,PWM波形的开关频率由三角载波唯一确定,保持固定不变,这是该方法的最大优点。
但是,由于系统设计需要动态建模和线性调节,使得系统设计相对于滞环比较方式较为复杂,更重要的是,线性调节使得三角波比较方式的跟踪速度相对较慢。
基于线性调节的三角波比较跟踪控制方法在电力电子PWM变换器的控制中应用最为广泛。
本专题中论文Ⅳ专门讨论三角波比较跟踪控制系统的动态设计方法。
图5三角波比较方式电流跟踪控制示意图
三角波比较电流跟踪型PWM特点如下:
(1)开关频率固定不变,为输出滤波器的设计带来了方便;
(2)电路较为复杂,跟踪控制的快速性不如滞环比较方式。
3 PWM跟踪控制技术的发展
PWM变换器跟踪控制技术研究的目标是最大限度地同时满足三个目标:
(1)保持开关频率固定不变,以平衡开关损耗和输出滤波器体积的矛盾;
(2)保持每个开关周期的跟踪误差平均值为零;(3)简化算法,降低计算量。
另一个研究方向是将跟踪控制方法推广应用到多电平变换器中。
3.1准固定频率滞环比较跟踪控制方法[4]
针对滞环比较跟踪控制方法开关频率不固定的缺点,该方法在滞环电流控制的基础上,引入开关频率闭环反馈,可使开关频率基本固定。
图6为含有开关频率反馈闭环的准固定频率滞环电流控制系统示意图。
其中,e为跟踪误差,h为滞环宽度,D为输出PWM波形。
fr为开关频率给定输入,ff为“开关频率检测电路”的输出,作为开关频率反馈,开关频率跟踪误差ef=fr-ff经“频率调节器”动态调节后,由其输出来动态调节“滞环比较器”的滞环宽度h,以达到稳定开关频率的目的。
这种方法可保证电流跟踪误差平均值为零;经频率调节器的闭环调节,稳态时可使开关频率相对稳定不变,但是在动态过程中开关频率可能会有较大波动。
因此称为准固定频率滞环比较跟踪控制方法。
3.2双重△调制跟踪控制方法[5][6]
该方法为基于幅值△调制和时间△调制相结合的“双重△调制”电流跟踪控制方法。
将滞环电流比较器和开关周期定时器相结合,通过设定比较器的下阈值来决定实际输出电流的下限;由定时器的定时周期决定实际输出电流的上限。
如图7所示为其原理示意图,其中,R为单边阈值比较器输出脉冲序列,F为周期定时器输出脉冲序列。
F的上升沿用来同步PWM输出的下降沿,R的上升沿用来同步PWM输出的上升沿。
这种方法可保证开关频率固定不变,但是跟踪误差平均值可能不为零,且存在跟踪稳定性问题。
根据本周期跟踪误差动态预估下一周期的下阈值,可同时解决跟踪平均误差不为零和跟踪稳定性两个问题。
3.3多电平PWM变换器的跟踪控制方法[7]
为了缓解PWM变换器的电压较高时开关器件的耐压不足、电磁噪声较大,同时为了减少变换器输出的谐波含量,多电平PWM变换器应运而生,并且成为电力电子技术领域的一个研究热点。
最典型的一种多电平跟踪控制方法是,根据电平数目增加误差比较器的滞环数,即N电平变换需要N-1个滞环,用以判断电平阶梯跳变,实现多电平跟踪。
图6准固定频率滞环比较电流跟踪控制原理示意图
图8以三电平变换为例,在B1环内实现-1和0的二电平PWM变换,在B2环内实现0和1的二电平PWM变换,通过两个滞环的限制完成三电平的PWM控制。
该方法鲁棒性好,动态响应快,但存在稳态跟踪误差。
图7双重△调制PWM跟踪控制方法原理示意图
多电平PWM变换器跟踪控制方法的研究论文较多,大多是基于滞环比较方式的。
除了仍然需要研究稳定开关频率和减少跟踪误差外,重点是研究实时判断电平阶梯跳变的方法和提高电平阶梯跳变的响应速度。
图8三电平PWM变换器跟踪控制波形图
二、PWM整流电路的工作原理
PWM整流电路也可分为电压型和电流型两大类,目前电压型的较多
1.单相PWM整流电路
图6-28a和b分别为单相半桥和全桥PWM整流电路,半桥电路直流侧电容必须由两个电容串联,其中点和交流电源连接,全桥电路直流侧电容只要一个就可以,交流侧电感Ls包括外接电抗器的电感和交流电源内部电感,是电路正常工作所必须的。
图6-28单相PWM整流电路a)单相半桥电路b)单相全桥电路
单相全桥PWM整流电路的工作原理正弦信号波和三角波相比较的方法对V1~V4进行SPWM控制,就可在交流输入端AB产生SPWM波uAB,uAB中含有和信号波同频率且幅值成比例的基波、和载波有关的高频谐波,不含低次谐波,由于Ls的滤波作用,谐波电压只使is产生很小的脉动,当信号波频率和电源频率相同时,is也为与电源频率相同的正弦波,us一定时,is幅值和相位仅由uAB中基波uABf的幅值及其与us的相位差决定,改变uABf的幅值和相位,可使is和us同相或反相,is比us超前90°,或is与us相位差为所需角度相量图(图6-29)
a:
滞后
相角,
和
同相,整流状态,功率因数为1,PWM整流电路最基本的工作状态
b:
超前
相角,
和
反相,逆变状态,说明PWM整流电路可实现能量正反两方向流动,这一特点对于需再生制动的交流电动机调速系统很重要
c:
滞后
相角,
超前
90°,电路向交流电源送出无功功率,这时称为静止无功功率发送器(StaticVarGenerator—SVG)
d:
通过对
幅值和相位的控制,可以使
比
超前或滞后任一角度
图6-29PWM整流电路的运行方式相量图
a)整流运行b)逆变运行c)无功补偿运行d)
超前角为
对单相全桥PWM整流电路工作原理的进一步说明整流状态下;
us>0时,(V2、VD4、VD1、Ls)和(V3、VD1、VD4、Ls)分别组成两个升压斩波电路,以(V2、VD4、VD1、Ls)为例,V2通时,us通过V2、VD4向Ls储能,V2关断时,Ls中的储能通过VD1、VD4向C充电,us<0时,(V1、VD3、VD2、Ls)和(V4、VD2、VD3、Ls)分别组成两个升压斩波电路,由于是按升压斩波电路工作,如控制不当,直流侧电容电压可能比交流电压峰值高出许多倍,对器件形成威胁。
另一方面,如直流侧电压过低,例如低于us的峰值,则uAB中就得不到图6-29a中所需的足够高的基波电压幅值,或uAB中含有较大的低次谐波,这样就不能按需要控制is,is波形会畸变。
可见,电压型PWM整流电路是升压型整流电路,其输出直流电压可从交流电源电压峰值附近向高调节,如要向低调节就会使性能恶化,以至不能工作。
2.三相PWM整流电路
图6-30,三相桥式PWM整流电路,最基本的PWM整流电路之一,应用最广工作原理和前述的单相全桥电路相似,只是从单相扩展到三相。
进行SPWM控制,在交流输入端A、B和C可得SPWM电压,按图6-29a的相量图控制,可使ia、ib、ic为正弦波且和电压同相且功率因数近似为1和单相相同,该电路也可工作在逆变运行状态及图c或d的状态。
图6-30三相桥式PWM整流电路
6.4.2PWM整流电路的控制方法
有多种控制方法,根据有没有引入电流反馈可分为两种没有引入交流电流反馈的——间接电流控制。
引入交流电流反馈的——直接电流控制
1.间接电流控制
间接电流控制也称为相位和幅值控制,按图6-29a(逆变时为图6-29b)的相量关系来控制整流桥交流输入端电压,使得输入电流和电压同相位,从而得到功率因数为1的控制效果,图6-31,间接电流控制的系统结构图,图中的PWM整流电路为图6-30的三相桥式电路,控制系统的闭环是整流器直流侧电压控制环。
控制原理
和实际直流电压ud比较后送入PI调节器,PI调节器的输出为一直流电流信号id,id的大小和交流输入电流幅值成正比,稳态时,ud=
,PI调节器输入为零,PI调节器的输出id和负载电流大小对应,也和交流输入电流幅值对应。
负载电流增大时,C放电而使ud下降,PI的输入端正偏差,使其输出id增大,进而使交流输入电流增大,也使ud回升。
达到新的稳态时,ud和
相等,id为新的较大的值,与较大的负载电流和较大的交流输入电流对应
负载电流减小时,调节过程和上述过程相反。
从整流运行向逆变运行转换
首先负载电流反向而向C充电,ud抬高,PI调节器负偏差,id减小后变为负值,使交流输入电流相位和电压相位反相,实现逆变运行稳态时,ud和
仍然相等,PI调节器输入恢复到零,id为负值,并与逆变电流的大小对应
图6-31间接电流控制系统结构
控制系统中其余部分的工作原理,上面的乘法器是id分别乘以和a、b、c三相相电压同相位的正弦信号,再乘以电阻R,得到各相电流在Rs上的压降uRa、uRb和uRc下面的乘法器是id分别乘以比a、b、c三相相电压相位超前π/2的余弦信号,再乘以电感L的感抗,得到各相电流在电感Ls上的压降uLa、uLb和uLc,各相电源相电压ua、ub、uc分别减去前面求得的输入电流在电阻R和电感L上的压降,就可得到所需要的交流输入端各相的相电压uA、uB和uC的信号,用该信号对三角波载波进行调制,得到PWM开关信号去控制整流桥,就可以得到需要的控制效果。
存在的问题;在信号运算过程中用到电路参数Ls和Rs,当Ls和Rs的运算值和实际值有误差时,会影响到控制效果,基于系统的静态模型设计,动态特性较差应用较少。
2.直接电流控制
通过运算求出交流输入电流指令值,再引入交流电流反馈,通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值,因此称为直接电流控制有不同的电流跟踪控制方法,图6-32,一种最常用的采用电流滞环比较方式的控制系统结构图。
控制系统组成
双闭环控制系统,外环是直流电压控制环,内环是交流电流控制环
外环的结构、工作原理和图6-31间接电流控制系统相同
外环PI的输出为id,id分别乘以和a、b、c三相相电压同相位的正弦信号,得到三相交流电流的正弦指令信号
,
和
,
和
分别和各自的电源电压同相位,其幅值和反映负载电流大小的直流信号id成正比,指令信号和实际交流电流信号比较后,通过滞环对器件进行控制,便可使实际交流输入电流跟踪指令值。
图6-32直接电流控制系统结构图
3.课堂小结:
本节知识难度较大,有较大量的数学公式的计算,学生在课下花较多的时间来做较多的计算题,在课下多做相关的练习,增加对本节课的相应公式的熟练程度。
2.作业及课外训练:
课后作业:
本章习题7、9
课后练习:
本章习题8、10、11
课后思考与感想:
年 月 日
- 配套讲稿:
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