音频扩大机的设计doc.docx
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音频扩大机的设计doc.docx
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音频扩大机的设计doc
题目音频扩大机电路设计
班级08无非
(1)班
学号200810210127
姓名余兴民
指导张老师
时间2010-6-9
景德镇陶瓷学院
电工电子技术课程设计任务书
姓名余兴民班级08无非
(1)班指导老师张老师
设计课题:
音频扩大机电路设计
设计任务与要求
查找一个感兴趣的电工电子技术应用电路,要求电子元件超过30~50个或以上,根据应用电路的功能,确定封面上的题目,然后完成以下任务:
1、分析电路由几个部分组成,并用方框图对它进行整体描述;
2、对电路的每个部分分别进行单独说明,画出对应的单元电路,分析电路原理、元件参数、所起的作用、以及与其他部分电路的关系等等;
3、用简单的电路图绘图软件绘出整体电路图,在电路图中加上自己的班级名称、学号、姓名等信息;
4、对整体电路原理进行完整功能描述;
5、列出标准的元件清单;
设计步骤
1、查阅相关资料,开始撰写设计说明书;
2、先给出总体方案并对工作原理进行大致的说明;
3、依次对各部分分别给出单元电路,并进行相应的原理、参数分析计算、功能以及与其他部分电路的关系等等说明;
4、列出标准的元件清单;
5、总体电路的绘制及总体电路原理相关说明;
6、列出设计中所涉及的所有参考文献资料。
参考文献
目录
1、总体方案与原理说明................................3
2、单元电路1(用实际的单元电路名称,下同)...................4
3、单元电路2........................................5
4、总体电路原理相关说明.................................6
5、总体电路原理图.....................................10
6、元件清单.........................................11
7、参考文献........................................12
8、设计心得体会......................................13
1、总体方案与原理说明
1)音频扩大机电路原理前置放大器对输入信号放大后放入音调网路,信号经过音调网路,其幅值有所减小。
根据放音乐目的不同,可以用“自制选择器”选择不同的位置。
音调网路后面音量电位器,以调节音量的大小。
最后进入功率放大级进行放大,并在扬声器上得到放大了的信号。
如图所示
2)前置放大器前置放大器亦为小信号放大电路。
一般前级传送来的低频信号,经放大后多用但端方式传输,由于有用信号的幅度较小,而共模噪声可能较大,故放大器输入漂移、噪声及放大器本身的共模抑制特性至关重要。
因此,前置放大器应是一个高输入阻抗、高共模抑制比,低漂移的小信号放大电路。
3)音调控制网路音调控制网路的功能是跟据需要按一定的规律控制、调节音量放大器的频率响应,达到声音优美的作用。
一般它主要实现对输入信号高、低音的提升和衰见,而中频信号的增减基本不变(一般音调网路的特性是:
中音(1000HZ)时变化小于3dB:
低音(100HZ)时调节范围±14dB。
)音调控制网路有2大类:
衰减式和反馈式。
2、单元电路1
如上图所示,由于C1和C2的存在,输出信号V就会与输入信号V不同R2式音调调节电位器,改变动触头的位置,输出端的低音可获得“提升”或“衰减”。
设计师,假设R2》R1》R3(实际值为R2=10R1=100R3)
(1)f=0HZ时,ŋ=(R2+R3)/(R1+R2+R3)
(2)当输入频率f=f1(f1=1/2piR2C2),使Z2=R2时,C2与R2的并联阻抗只
R2的1/2,所以V0进一步的下降,其下降的规律为6dB没倍频程。
当f=f2,
到达Zc2与R3相比也微不足道,则V0不在减小,此时这样的网络在高频
时的输出为原信号的1/1,而在低频时基本上等于原信号,低频比高频“提升”了10倍。
(3)另一种极端情况是C2的动触头处于最下端,C2被短接。
V0从R3的
上端输出,所以对于极低频率(f=0)有:
(4)当f=0,使Zc2=R2时,由于C2的旁路作用,使V0上升,以6dB/每倍
频程的规律抑制在变化,使Zc2=R2时,C2的阻抗已将R2短接,Zc2同R3
相比较可忽略时,ŋ=R3/R1=1/10
相对来说,低音衰减了,高音提升了,衰减比例为10倍,在设计时
使
f1=1/2piR1C2=1/2piR2C1
f2=1/2piR3C2=1/2piR1C1
可得出:
R1/R2=R3/R1=C1/C2=1/10
这个比值,恰是提升值。
3、单元电路2
高音音调控制网络如图3所示,该网络中
f1=1/(2πR1C2)=1/(2πR1C1),f2=1/(2πR2C1)
在知道了一些基本数据之后可方便地设计出高,底音调控制
网络。
举例如下:
先讨论低音,参见图2.
假定:
低音提升或衰减10倍:
低音转折频率
f1=50Hzf2=500HzRx=100千欧
因为y=R1/R2=R3/R1=C1/C2=1/10
则R1=R2/10=100/10千欧=10千欧
R3=R1/10=10/10千欧=1千欧C1=1/2πf2R1=1/2π*500Hz*10千欧
可取C1=0.033uFC3=0.33uF
参见图3,如设高音升量也为10倍,高普转折频率f1=1KHz令:
x=100千欧并可设定R1=10千欧
由于f1/f2=R1/R2=1/10
则R1=R2/10=1千欧
4、总体电路原理相关说明
自从D类放大器诞生以来,由于其自身的轨对轨(rail-to-rail)供电开关特性,而引起的大量辐射EMI,就一直困扰着系统设计者,这将使设备无法通过FCCFCC和CISPRCISPR认证。
在D类调制器中,通过将音频信号与高频固定频率信号比较,并将结果在固定频率的载波上调制,数字音频信号被转换成了PWM信号。
形成的信号是可变脉宽的固定载波频率(通常在几百kHz),然后由高压功率MOSFET对这些PWM信号进行放大,放大后的PWM信号再通过低通滤波器去掉载频,恢复出原始基带音频信号。
虽然这种拓扑结构很有效,但它也导致一些不希望的后果,如大量的辐射EMI。
由于调制器采用固定频率载波,因此将产生基载波的多次谐波辐射。
而且,由于PWM信号自身的开关特性,过冲/下冲和振铃将产生固定比率的高频(10~100MHz的范围)辐射EMI。
为了压制辐射EMI,最新一代PWM调制器发展的趋势是采用扩展频谱调制技术。
扩展频谱调制技术用于在更大的带宽内扩展开关PWM信号的频谱能量,而不改变原始音频的内容。
一个改进传统调制器高辐射EMI的有效方法是改变PWM开关信号的两个边沿,如图1所示。
信号以载波频率为中心,但任何一个边沿都不是按周期重复的。
这不仅维持了固定载波频率,而且由于边沿不是以固定比率跳变的,载波频率上的辐射能量就得到了极大的降低。
改善音频质量和性能优良的A/B类放大器相比,D类放大器的音频性能是很差的,不仅失真大,而且动态范围窄。
所以,当前D类放大器的设计者就必须改进其性能。
通过集成高性能采样率转换器(SRC)和Δ-Σ处理技术,新一代解决方案使失真(THD+N)得到了更大的改善,而且动态范围也超过了100dB。
目前,D类放大器的一个噪声源是音频采样时钟的抖动。
而时钟通常是由SOC(MPEG解码器和DSP等)产生的,即使很小的抖动也能迅速地影响到常规D类放大器的性能,因为音频时钟是与调制器的输出时钟关联的。
解决这个问题的一个方法是采用SRCSRC技术。
因为SRC使用本地稳定的时钟源来同步数字音频的时钟,例如石英晶体振荡器,所以调制器的输出抖动实际上与其他音频时钟是独立的、不相关的。
SRC的另一个优点是无论输入音频的采样率如何波动,其输出开关比率都是固定的,这一点与基于PLL的调制器不同。
当音频输入源改变或输入时钟缺失时,SRC也通过消除可听见的噪声改善了系统的耐用性。
与目前的高端DACDAC所采用的技术类似,通过集成高阶Δ-Σ处理技术,D类放大器的音频质量也得到了改善。
基于Δ-Σ技术的调制器采用可以降低调制误差的内部反馈。
通过减小采样误差,调制器可以改善输出失真,从而获得更好的音质。
降低系统成本
为了追求D类放大器更低的成本,设计者在功率放大级采用半桥放大拓扑结构,以达到降低复杂性和减少物料成本的目的。
因为半桥结构输出通常是全桥的一半,功率MOSFET和外部滤波器件的数量也就减少一半。
这也增加了后端设备单位功率通道数的数量。
然而,半桥放大器在输出端也需要一个隔直电容,而且对供电干线上的噪声也是极其敏感的。
在启动时,隔直流电容必须被充电到偏置点(高压供电干线电压的一半)。
如果输出信号没有从地电位上升到偏置点,就会在扬声器中产生很大的“噗”声(开机冲击声)。
新型的D类放大器采用预充电电容使启动时扬声器保持无声。
使扬声器在隔直电容充电时保持无冲击声的方法之一是使用数字电压提升技术,也就是使PWM占空比从非开关状态缓慢增加到50%。
这将不会在扬声器中产生较大的“噗”声,但由于MOSFET开关时产生大量的瞬态电流,扬声器也不是没有声音的。
使扬声器在隔直电容充电时保持无冲击声的另一种方法是模拟电压提升技术。
在这种类型的电压提升过程中,一个电流源将电容充电到偏置点。
一旦电容两端的电压达到偏置点,电流源就会关闭。
电源反馈
由于半桥是单端拓扑结构,就不存在差分全桥拓扑结构中的共模抑制。
在一个全桥放大器中,由于放大器的差分输出是从同一个电压源供电的,公共电压源上的噪声将在输出端抵消。
在半桥拓扑结构中,放大器供电电源上的任何交流纹波噪声都将直接耦合到输出端。
由于半桥拓扑结构对电源供电噪声的敏感,常常需要提供供电抑制反馈(PSR)电路来进行降噪。
模拟D类放大器有许多本身固有的PSRPSR特性,而完全的数字D类放大器则没有。
在目前的数字PSR方案中,通常采用一个外部的ADC来监视放大器的供电电源。
反馈和噪声抵消处理是在调制器的数字域中进行的。
有些制造商仅将这种反馈方法用于补偿那些降低系统性能的从供电干线上耦合进PWM输出端的交流噪声的影响。
另外一些制造商也将其用于补偿由于负载变化而引起的直流供电电压的改变(电压降落),例如,低音单元(超重低音扬声器)所需要的快速浪涌电流,或者供电线路的电压波动。
交流和直流器件中PSR反馈所带来的优点已经扩展到了全桥放大器,并改善了目前多通道家庭影院放大器中通道间的隔离,在串扰和线路电压改变到达输出之前有效地抵消了它们。
5、总体电路原理图
6、元件清单
三级管:
4个
电阻:
22个
电容:
10个
单体晶管:
2个
7、参考文献
《电子技术基础课程设计》华中理工大学出版社杨宗善主编1
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- 音频 扩大 设计 doc