PFC用三相高频PWM整流器的仿真研究毕业设计论文.docx
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PFC用三相高频PWM整流器的仿真研究毕业设计论文
PFC用三相高频PWM整流器的仿真研究
PFCwithhigh-frequencythree-phasePWMrectifiersimulationstudy
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摘要
由于谐波电流可能会引发器件的误动作,干扰相邻的电子电气设备,导致变压器和电机等相关设备出现过热现象;同时也增大了能量的损耗。
考虑到以上的问题,本文主要用三相高频PWM整流器进行仿真,其目的是为了提高功率因素。
首先,分析了谐波电流的危害、以及低功率因素的原因,表明提高功率因素的意义以及如何实现PFC;其次,对电路结构及其控制原理的向量分析、控制方案的实现和功率因素校正器的设计,这其中包括了前馈电压环节(Fcn(qk))的设计、电压反馈环节(Fcn(bk))的设计和电流环(Fcn(I))的设计;最后,用仿真软件MATALAB7.0进行原理仿真。
采用上述控制策略,完全可以做到使输入电流与箱入电压同相。
提出了一种三相降压式电容输入多谐振功率因数校正(PFC)电路,并且分析了多谐振PFC的工作原理,采用单相时变简化分析模型,推导了电路元件电压、电流约束关系,绘制了实用的PFC设计曲线。
仿真及样机实验结果表明:
本文提出的设计方法正确,软开关技术有效;克服了准谐振PFC存在的开关电流峰值大、直流输出纹波大的不足,较好地解决了PFC实用技术存在的问题。
关键词:
谐波电流功率因素整流器MATALAB
Abstract
Duetoharmoniccurrentsmaytriggerdevicemalfunction,interferencebetweenadjacentelectricalandelectronicequipment,ledtothetransformerandmotorandotherrelatedequipmentoverheating;butalsoincreasestheenergyloss.Consideringtheaboveproblems,thispaperusesthethree-phasehighfrequencyPWMrectifiersimulation,itspurposeistoimprovethepowerfactor.Firstofall,analysisoftheharmoniccurrentandlowpowerfactor,theharmthatcauses,improvethepowerfactorandthesignificanceofhowtorealizePFC;secondly,thecircuitstructureandcontrolprincipleofvectoranalysis,controlschemeandtherealizationofpowerfactorcorrectordesign,includingthefeedforwardvoltagelink(Fcn(QK)).Design,voltagefeedback(Fcn(BK))andthedesignofcurrentloop(Fcn(I))design;finally,usingsimulationsoftwareMATALAB7.0principlesimulation.Byadoptingthecontrolstrategy,canmaketheinputcurrentandvoltagephaseintothebox.
Putforwardakindofthree-phasestep-downcapacitorinputmultipleresonantpowerfactorcorrection(PFC)circuit,andananalysisofmultipleresonanceprincipleofPFC,singlevariablemodelanalysis,deducedthecircuitelementvoltage,currentconstraintrelations,renderingtheutilityofPFCdesigncurve.Simulationandexperimentalresultsshowthat:
themethodpresentedinthispaperiscorrect,thesoftswitchtechnologyeffectively;overcometheresonantPFCpresenceswitchpeakcurrent,DCoutputrippleisinsufficient,cansolvethepracticalproblemsofthetechnologyofPFC.
Keywords:
harmoniccurrentPowerfactorRectifierMATALAB
绪论
由近年来,随着电子技术的发展,各种办公自动化设备,家用电器,计算机被大量使用。
这些设备的内部都需要一个将市电转化为直流的电源部分。
在这个转换过程中,由于一些非线形元件的存在,导致输入电流电压虽然是正弦的,但输入的交流电流却严重畸变,包含大量谐波。
而谐波的存在,不但降低了输入电路的功率因数,而且对公共电力系统产生污染,造成严重的电路故障。
正因为如此许多国家制定了相应的技术标准,用以限制谐波电流的含量。
例如IEC555-2﹑IEC61000-3-2﹑EN60555-2﹑GB/T4549-1993等标准,规定了允许用电电气设备产生的最大谐波电流。
由此可见,由此可见消除谐波电流和提高功率因数有非常重要的意义。
另外,功率半导体制造技术、微电子技术、计算机技术及控制理论的不断进步,带来了电力电子技术在器件应用上和能量变换应用上的日趋成熟,从而也引发了电源系统的历史性革命,使得高频开关电源取代传统线形电源成为不可逆转的趋势,尤其是大型通讯基站、发电厂、变电所等应用场合,对大容量的直流电源系统的功率密度和系统的可靠性也提出了越来越高的要求。
我国通信业的迅速发展极大地推动了通信电源的发展,开关电源在通信系统中处于核心地位,并已成为现代通信供电系统的主流。
传统的可控硅相控稳压电源不仅体积庞大,重量笨重,而且输出纹波大,动态响应差,效率低,已不能满足通信高频开关电源以其效率高,体积小,重量轻等优点已逐渐取代可控硅相控稳压电源。
随着大规模集成电路的发展,要求电源模块实现小型化,因而需要不断提高开关频率和采用新的电路拓扑结构,这就对高频开关电源技术提出了更高的要求。
分析可知,输入电流波形发生了严重的畸变,含有大量的谐波,虽然三相不可控整流电路的相移因子cosφ1近似为1,但畸变因子υ很低,使得总的功率因数PF=υcosφ1很低,一般为0.6—0.7。
而晶闸管相控整流电路的相移因子cosφ1比不可控整流时低,输入电流畸变程度更大,功率因数PF值比不可控整流电路更低。
因此,整流电路尤其是三相整流电路的功率因数的提高对治理电网的谐波提高供电电能质量具有重要的意义。
1功率因数在电源变换系统中的意义
1.1功率因数在电源变换系统中的意义
1.1.1伺服电源系统之典型结构框图
图1伺服电源系统的典型结构框图
伺服电源系统主要由整流器,PFC变换器,DC-DC转换器,输出系统,数字控制器和光学耦合器等器件组成,其中,在众多的AC/DC转换器中,近年来出现的高频整流器与传统的不可控整流与相控整流相比,具有功率因数高,输出电压波纹小,电能可以双向流动,动态响应好等优点,而成为研究的热点。
1.1.2低功率因数的几种原因
情形一
有相移的正弦电流
情形二
无相移的非正弦电流
情形三
有相移的非正弦电流
图2低功率因数波形图
如图2所示,产生的电流分别为:
有相移的正弦电流,无相移的非正弦电流,有相移的非正弦电流。
1.1.3功率因数PF的完全定义
PF表示为有功功率Pa与视在功率Ps之比:
PF=Pa/Ps。
(1)有功功率Pa:
实际消耗电能。
(2)无功功率Pr:
未作功电能。
(3)视在功率Ps:
有功功率Pa与无功功率Pr的矢量和。
即可知,PF=Pa/Ps=Pa/(Pr+Pa)。
1.2提高功率因数的意义
1.2.1谐波电流的危害
谐波电流可能会引发器件的误动作,干扰相邻的电子电气设备,导致变压器和电机等相关设备出现过热现象。
1.2.2实际成本的加大
(1)虽然,电力公司只依据有功功率收费,但是低功率因数往往会导致用户费用增大发电厂、电力传输和电力分配设备的容量更大。
(2)电力传输,分配的损耗加大。
(3)过热,谐波电流冲击导致设备寿命缩短
(4)用户端的设备,器件容量更大
1.2.3能量损耗增大
(1)几乎所有元器件皆消耗能量更大的等效电流与峰值电流
(2)不做功器件也消耗能量无功能量返送至电网
(3)电力传输与电力分配
1.3改善功率因数
1.3.1功率因数校正的目标
合格的功率因数校正器具备以下特征:
(1)能调节输入电流,并使相位和波形与输入电压保持一致,即:
减小电流各谐波分量,改善THD,减小无功功率的往返,降低器件额定电流的标准
(2)可调节输出电压
(3)符合相关标准,法规
(4)降低运行成本
(5)系统损耗低
(6)视在功率的利用率高
1.3.2PFC的实现
(1)无源PFC:
主要由无源元件组成,分为电感续流型,电容倍压型。
(2)有源PFC:
分为模拟有源PFC,数字有源PFC
由于,无源PFC存在适用于功率应用,通用性不高,体积大,重量大,PF改善性能有限等缺点,本次设计,选择有源PFC电路结构来实现。
1.3.3有源PFC之功能框图
图3有源PFC结构图
PFC所用关键元件有:
功率开关管,电容,电感,二极管。
1.3.4选择合适的PFC拓扑电路
三相单开关型有源PFC电路是在二极管整流电路后接六种基本电力电子变换电路中的任一种(如Boost、Buck电路等)而构成,由于升压型Boost电路具有独特的优点,采用升压型PFC电路是一种总的趋势,也是研究的重点,其它的电路应用较少。
单开关型电路只采用一个有源开关管,在电感电流连续模式(CCM)下要通过对一个开关的控制使三相电流均为正弦波且和电压同相位是很困难的,因此该电路只能在DCM模式下才能实现PFC。
已知三相Boost型PFC主电路拓扑,工作原理是通过有源开关S的通断,对每相的激磁电感L以及电容C进行充放电,控制输入电流。
对开关S进行PWM控制,即可使每一相的输入电流波形近似为正弦波。
由于输入电流变化的斜率正比于对应时刻的输入电压,因此输入电流自动跟踪输入电压,控制上采用开环即可实现PFC。
三种拓扑结构的比较如下表所示:
表1PFC电路拓扑结构比较
电路类型
输出电压属性
有无失真
电感电流属性
降压型
正极性
有
不连续型
升压型
正极性
无
连续型
混合型
负极性
有
不连续型
2电路结构及其控制原理的相量分析
2.1主电路结构
高频整流器的基本工作原理是:
通过控制整流桥臂上各开关管的导通与关断,使电路的输入电流近似为正弦,并且使其与愉入电压同相位。
2.1.1高频整流器主电路结构
高频整流器主电路结构如图4所示。
图4高频整流器主电路
由图4可以看出,其主电路结构与逆变器的主电路结构是相同的。
本文仅就整流方面进行分析研究。
从整流桥的左侧向右看a,b两端应等效为一交流源uab。
2.1.2主电路原理等效电路
高频整流器主电路结构的等效原理图如图5所示。
图5等效原理图
高频整流器主电路结构的等效原理向量图如图6所示。
图6相量关系图
根据图5中所示的各相量之间的关系可以得出,能够满足该直角三角关系即为整流器稳态运行时功率因数为1的必要条件,设整流桥直流翰出电压为Uo,调制信号的调制比为m,则由相量图可得:
uabm*cosa=uam
(1)
uabm=m*Uo
(2)
由式
(1),
(2)得:
m*cosa=uam/Uo(3)
式(3)即为整流桥稳态抽出时功率因数为1的充分必要条件。
在此式中,共有四个变量,因此,若想在稳定输出的前提下使功率因数等于1,就必须协调控制m和cosa。
为分析方便,首先假设电路中各元器件均为理想器件,输入交流像为理想电源,输入电流与抽入电压同相。
设负载为R,直流翰出电压和电流分别为Uo,Io,则根据输人翰出功率平衡的原则,电路的输人功率Pi应该与输出功率Po相等,即Pi=Po。
又因为:
Pi=ui*ilm/2(4)
Po=Uo*Io(5)
所以,
ilm=2Po/usm(6)
令k=tga,它与输出电压的平方成正比,而与负载和翰人电压均值的平方分别成反比。
图6所示的相量图可用图7表示。
图7m和a关系相量图〔图中各相量单位为usm.)
2.1.3主电路向量分析
由相量图可以看出,当输入电压稳定且负载恒定时.如果输出电压发生波动。
k将随之变化,从而导致相量uabm的矢端在直线AC方向上移动。
设uabm的矢端已移动到B点,因此,如果将k中的Uo强制为规定值.即k取为对应一定输出功率的固定值.相量uabm的矢端从B点强行拉到C点,从而满足了功率因数等于1时调制信号的相移条件。
在此基础上,只要适当调节调制比m就可以使抽出电压
达到稳定值。
设额定输出时的调制比为me,实际检测电压和电流为Uce,Ice,额定输出电压和电流为Uce,Ice则:
Uabm=m*Uoc=me*Uoe(7)
从上式可知,当k值固定后,调制比m与实际输出电压Uoc成反比。
根据前面的分析结果可以看出,在高频整流器的相量三角形中,只要使其两边固定,则第三边也将被迫为定长。
因此,如果高颇整流器的输入电压为一定值时,只要使k的值固定,那么在功率因数等于1的前提下。
a,b两端的电压就等于固定值,式
(1)一式(7)就是实现m和cosa的方程式。
为了实现功率因数及波形校正,输入电感Li(a,b,c)必须选得足够大,确保在一个开关周期内电感电流保持不变;校正电容Ci(a,b,c)必须选得足够小,并保证校正电容工作在电压不连续工作方式下(DVM),且根据负荷和电源的变化来控制开关频率。
在每一开关周期,校正电容电压的充电速度与线电流成正比,尽管电容放电时并不是线性的,但同电感输入PFC比较,电容放电速度比电感去磁速度快、时间短,这使得三相电源电流更依赖电容电压峰值。
以A相分析为例,在基本假设条件下,由于开关频率远远高于基波频率,在一个开关周期内,电感电流ia恒定不变。
在开关S关断期间,校正电容Cia在ia的作用下线性充电,电容Cia储能。
充电结束时,校正电容Cia上电压峰值与电源电压瞬时值成正比。
一旦开关S触发导通,校正电容储存的能量转移到谐振电感上。
当电容电压放电至零时,由整流二极管续流,电感Lr中的能量转移给负载R。
当开关电流is过零时,控制开关S关断,校正电容Cia又由电流ia线性充电,直到开关S再次导通为止。
整流器稳态运行时,校正电容Cia上的电压波形是高频脉动的,但其包络线是正弦的(图2)。
在任意半个基波周期内,校正电容Cia上的电压的平均值与A相电压的平均值相等,且其峰值与线路电流成正比。
若开关频率远远高于电源频率、三相电源电压为正弦,则校正器从电源吸取的电流i(a,b,c)也是正弦的,且与相电压的幅值成比例。
这样,电源电压与电流是同相正弦的。
在整个过程中,整流器不向系统“回送”功率,整流器不需要系统提供无功。
因此,在不需另加有源或无源滤波装置,在获得较高的变换效率的同时,校正器自然地从电源吸取同相正弦电流。
在基本假设条件下,近似认为在一个开关周期内电源电压和电流i(a,b,c)保持不变,并用等效电流源来代替。
由对称性原理知,对交流电源电压为va>0,vb 3控制方案的实现 3.1控制系统的框图主电路结构 控制系统的核心可分为确定k值和确定二值两部分。 共有三个检测量: 翰人电压、输出电压和输出电流。 因为正弦波由检测电路所得,所以不需要专门的正弦波产生电路。 高频整流器的基本工作原理是: 通过控制整流桥臂上各开关管的导通与关断,使电路的输入电流近似为正弦,并且使其与愉入电压同相位。 3.1.1控制系统框图结构 控制系统的框图如图8所示: 图8控制系统的框图 分析已知,k值的确定需要四个量,利用k值和输人电压可得到相位后移90'的正弦波,此正弦波与输人检测电压相减后,即得到幅值未调但相位确定的调制波。 输出电压与给定电压通过PI调节器后,调节调制比m,k值与m值确定后。 控制电路输出的电压即为所求给定调制波,再经过PWM电路和驭动电路就可以控制整流桥上各开关管,达到输出电压稳定且功率因数为1的目的。 因为对应某一固定抽出电压,k具有一确定值,所以采用一个PI调节环来控制输出电压即可。 3.2PFC升压转换器的结构 图4PFC升压转换器 在基本假设条件下,近似认为在一个开关周期内电源电压和电流i(a,b,c)保持不变,并用等效电流源来代替。 由对称性原理知,对交流电源电压为va>0,vb 高功率因数整流器稳态工作时一个开关周期的理想波形,对其工作过程描述如下: 工作方式1(t0 校正电容Ci(a,b,c)在电源电流的作用下,分别与各相电流幅值成比例充电,电容电压线性上升;槽路电感Lr通过续流回路给负荷供电。 在控制信号的作用下,开关S触发导通,工作方式1结束。 此时加在二极管V1,2上的电压vac为正,迫使二极管V1,2正向导通。 工作方式2(t1 由于vcb为负,V6不导通,B相电流继续给电容Cib充电,电容Cib上的电压继续增加;电容Ci(a,c)与电感Lr构成谐振槽路 (一)并产生谐振,直到电感Lr中的电流反向,续流二极管V截止,进入工作方式3。 由于S处于谐振槽路中,其中的电流按谐振电流规律变化,但其方向不同于电感电流iLr。 工作方式3(t2 电容Cib上的电压仍在增加,电容Ci(a,c)上储存的能量通过谐振槽路逐渐转移到电感Lr上,iLr按正弦规律上升,电容Ci(a,c)上的电压则逐渐降低。 当电容Cib和Cic上的电压相等时,工作方式3结束。 随后,电压vbc为正,二极管V6正向导通。 工作方式4(t3 校正电容Ci(a,b,c),并联电容Cv,以及电感Lr构成谐振槽路 (二),电容Ci(a,b,c)通过谐振槽路继续放电,当电容Ci(a,b,c)放电至零时,工作方式4结束。 工作方式5(t4 并联电容Cv与电感Lr构成谐振槽路(三),电感Lr先增磁,后去磁,直到电感Lr电流等于负载直流电流为止。 此时,二极管V1~V6承受反向偏置电压,由于加在开关上的电压线性上升,整流二极管实现零电压开通;流过开关S的电流为零,使开关实现零电流关断(ZCS)成为可能。 工作方式6(t5 整流二极管承受反向偏置电压,全部的负载电流由并联电容Cv供给。 控制电路检测到流过开关S的电流为零,触发关断S,实现零电流开关(ZCS)。 实际上,工作方式6是包括在工作方式1中的,当电容Cv上的电压线性放电至零后,二极管V因承受正向电压而导通。 从上述分析可知,因电容Ci(a,b,c)、Cv与电感Lr构成多个谐振槽路
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