电力电子新技术展望论文.docx

电力电子新技术展望论文.docx

《电力电子新技术展望论文.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《电力电子新技术展望论文.docx（18页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。

电力电子新技术展望论文

电力电子新技术展望论文

基于下垂控制的微网逆变器

控制策略研究

班级：

姓名：

学号：

系别：

导师：

2015年12月14日

基于下垂控制的微网逆变器控制策略研究

摘要：

微网作为高效利用可再生能源、提高供电可靠性和灵活性的有效方式，是解决当前环境污染、资源短缺等问题的新方法。

微网的稳定运行包括孤岛和并网两种模式，二者间的无缝切换是保证负载持续不间断供电、提高供电灵活性和可靠性的关键。

本文提出了基于下垂控制的微网逆变器控制策略，在微网孤岛运行和并网运行过程中均采用基于下垂理论的电压型控制方法，避免了传统控制策略的强制切换，从根本上抑制切换过程中的暂态冲击。

并对所提出的控制策略进行了仿真验证，实验结果表明逆变器能够分别稳定工作于孤岛运行模式和并网运行模式，并较好的实现了二者间的无缝切换，保证了切换过程的平滑无冲击和负载的连续供电。

关键词：

微网逆变器；下垂控制；SOGI-FLL；并网孤岛；模式切换

1课题研究背景和意义

近年来，受能源危机、环境污染和气候变化的影响，新能源的开发利用日益受到国际社会的高度重视。

分布式发电便是开发利用新能源的一种有效途径。

分布式发电主要利用无污染的可再生能源，位置分散且灵活，能够很好地适应用户需求以及资源的分散性，但光伏发电、风力发电等分布式电源具有波动性及随机性，对于电网是一个不可控源，且单机接入成本高，直接控制相对复杂。

为了解决分布式发电和电网的矛盾，学者们提出了以微网作为分布式电源新的运行方式。

微网内部以清洁能源为主，主要由电力电子设备实现电能的变换，微网要能够运行在并网和孤岛模式下，当电网发生故障时，微网应迅速断开与电网的连接，转入孤岛运行模式；当电网供电恢复正常时，微网需重新联入电网运行。

因此微网接口逆变器控制性能的好坏是微网稳定运行的一个关键。

2微网技术的发展现状

2.1微网系统运行模式

微网系统是一个小型的自治系统，系统通过静态开关与大电网单点相连，能工作在并网模式，也能工作在孤岛运行模式。

在正常情况下，微网系统应工作在并网模式，公共连接点PCC闭合，微网与大电网相连。

此时的微网系统与大电网整体保持功率平衡：

若本地负载需要吸收的功率比分布式电源总功率大，则微网从大电网吸收相应的功率差额；若本地负载需要吸收的功率比分布式电源总功率小，则微网向大电网输出相应的功率差额。

当大电网发生停电故障或者供电电能较差时，微网系统能断开与大电网的连接，并转换为孤岛运行模式。

此时的微网系统失去了大电网的电压支撑，就需要调度系统协调自身的分布式电源及储能单元继续为本地负载供电，独立保证自身系统内的功率平衡，使系统能够继续平稳地运行。

此外，微网在并网和孤岛运行模式之间的过渡过程中，也能保证本地负载供电的连续可靠，不受电网故障和模式切换的影响，分布式电源也应保持不间断工作。

2.2微网系统控制技术

微网系统的结构组成多样，运行模式灵活，因此其控制技术也更加困难和复杂，而且是保证微网系统正常工作的关键所在。

从微网逆变器单元的控制角度，主要分为PQ控制、V/f控制和下垂控制。

（1）PQ控制即为恒功率控制，直接控制逆变器单元的输出有功功率和无功功率，本质上属于电流型控制，不调节逆变器端口的电压，因此需要有外部的电压和频率的支撑。

通常情况下，微网逆变器工作于并网模式时，采用PQ控制。

因为此时微网的电压和频率由大电网支撑，微网逆变器只需要调节并网电流来调节其并网功率。

（2）V/f控制即为电压频率控制，对逆变器输出的频率和电压进行调节，本质上属于电压型控制。

通常情况下，V/f控制用来维持微网独立运行时的电压和频率的稳定，保证微网内负载的正常工作。

（3）下垂控制此方法借鉴电力系统一次调频和一次调压的原理，检测逆变器自身输出的有功功率和无功功率，利用线性关系微调自身输出的频率和电压。

此方法本质上属于电压型控制。

通常情况下，孤岛模式下多逆变器并联时，采用此控制方式，支撑微网系统电压和频率的稳定，同时实现各单元间的无通信并联和功率均分。

2.3微网模式切换的传统方法

微网运行模式切换是微网孤岛与并网两种运行状态互相转变的过程。

并网运行时由于有大电网的支撑，微网能够得到来自大电网的电压和频率，仅需要参与功率调节，各分布式电源和储能系统采用PQ控制，根据需要恒功率输出参考值。

由于被动或主动原因，微网PCC断开脱离电网而进入孤岛运行状态。

因为失去了来自大电网的频率和电压，微网自身必须具有稳定的调频调压能力。

此时逆变器切换为V/f控制，独立维持系统的电压和频率。

这种切换方法的两种模式能够分别符合微网系统并网和孤岛运行时的稳态要求。

但逆变器在并网时实质为电流型控制，孤岛时为电压型控制，这种直接粗暴的模式切换以及硬件延时会导致过压过流现象；逆变器的控制器必须存储两套控制方案，同还必须能够快速准确地检测电网的状态，这必然对控制器提出了更高的要求，使系统成本增加。

3微网逆变器下垂控制策略

本文所设计的微网系统下垂控制策略与传统控制策略不同，微网逆变器在孤岛和并网运行模式下均采用基于下垂控制的电压型控制方式，通过控制策略的一致性来避免模式切换过程中过压过流冲击。

3.1总体控制策略

下垂控制模拟了同步发电机下垂外特性，孤岛和并网模式下均可以运行，没有模式切换，没有过压过流现象。

此外下垂控制并网时不需要直接与电网电压同步，能控制有功无功功率，并网时控制PCC处电压，可以实现“热插拔”的功能。

因此，微网逆变器的控制中，采用下垂控制是主流方法。

图3-1为本文微网逆变器的整体控制框图。

图3-1微网逆变器整体控制框图

3.2逆变器电压电流双环

3.2.1逆变器的双环控制

对于逆变器电压的控制策略，本文采用电压电流双环控制方式。

以电容电压作为外环，以带有负载电流前馈的电感电流作为内环。

图3-2为电压电流双环控制系统框图。

图3-2电压电流双环控制系统框图

3.2.2双环控制的参数设计及仿真

逆变器的电压电流内外环均采用PI控制，根据极点配置的原理，取希望的阻尼比为0.7，自然频率为2500，闭环非主导极点系数均取10，计算得到电压环PI参数K1p=0.3611、K1i=668.45，电流环PI参数K2p=38.4、K2i=286343。

系统其他参数如下：

开关频率为20kHz，逆变器直流侧电压为400V，输出等效电阻r=0.1Ω，滤波电感L=1mH，滤波电容C=100uF，负载电阻R=10Ω。

经过突加减电压指令的仿真和突加减负载的仿真，发现输出电压的超调均比较大。

考虑到PI控制的I控制能提高稳态性能而削弱动态性能，因此将两个I参数调小为K1i=400、K2i=300，得到了较为理想的效果。

仿真结果如下图3-3，3-4所示。

图3-3突加减电压指令的仿真波形图3-4突加减负载的仿真波形

3.3下垂控制原理

3.3.1传统下垂控制

图3-5为逆变器并网的等效电路，E∠Ф是逆变器输出的电压，Z∠θ是线路阻抗，V∠0是电网电压并以之为基准分量，S=P+jQ为逆变器向电网输送的功率。

图3-5逆变器并网等效电路

则逆变器输出的有功功率P和无功功率Q如下：

（3-1）

（3-2）

当忽略线路阻抗中的较小的电阻成分，即θ≈90°时，同时逆变器并网运行时Ф一般很小，则Z=X，sinФ=Ф，cosФ=1。

式（3-1）、（3-2）可改写为：

（3-3）

（3-4）

如果认为电网电压不变，则可以认为逆变器输出的有功功率P仅与逆变器输出电压相位Ф有关，逆变器输出的无功功率Q仅与逆变器输出电压幅值E有关。

所以可以通过调节相位和幅值来调节逆变器的输出功率，其中相位需要通过改变频率来间接调节。

根据上述的调节原理，可以为逆变器的输出特性引入式（3-5）、（3-6）所示的下垂控制方程：

（3-5）

（3-6）

式中Kp和Kq是下垂系数，ω是逆变器运行的指令电压频率，E是指令电压幅值，二者结合则可得到指令电压的瞬时值，这两者是下垂控制方程的输出结果。

P和Q和实测的有功和无功功率，是下垂方程的输入量，据此实时计算ω和E。

ωref和Eref是逆变器的额定工作点，一般不会变化或者变化的幅度不大。

Pref和Qref则是系统的有功功率和无功功率的指令，是系统调节跟踪的主要指令。

下图3-6是方程（3-5）、（3-6）的图示形式。

（a）P-ω下垂曲线（b）Q-E下垂曲线

图3-6传统下垂曲线

3.3.2功率解耦和虚拟阻抗

传统下垂控制忽略了线路阻抗中的阻性成分，认为传输线路以感性为主，得到了式（3-3）、（3-4）的功率解耦方程，进而推出了式（3-5）、（3-6）的下垂控制方程。

而如果传输线路阻抗中的阻性和感性成分相差不大，其中任何一种成分都不能被忽略，此时的功率方程P和Q将处于强耦合状态，改变逆变器的相位或电压幅值会对逆变器的有功功率和无功功率同时产生影响，功率调节过程中会产生强烈的震荡，甚至造成系统不稳定。

因此需要保证串联阻抗以一种成分为主，这样才能实现功率解耦。

逆变器并网时的串联阻抗由电网线路阻抗和逆变器输出阻抗相加得到的，而电网线路阻抗无法改变，就必须合理设计逆变器的输出阻抗，使串联阻抗以一种成分为主，本文将串联阻抗设计为以感性为主，沿用式（3-3）、（3-4）的解耦方程。

在本文的仿真系统中，逆变器的输出阻抗r=0.1Ω，滤波电感L=1mH，并网线路的电阻Rg=0.1Ω，电感Lg=0.1mH，等效串联阻抗角约为60°，无法实现功率解耦控制。

现通过引入负载电流反馈，形成一个虚拟电感Lvirtual=0.9mH，串联到线路中，使得串联阻抗角达到72°，实现了功率的解耦控制。

而随着Lvirtual的增大，系统的响应逐渐变慢，丧失了响应的快速性，因此折中考虑，并没有将串联阻抗角补偿到90°。

3.3.3改进的下垂控制策略

传统下垂控制在孤岛模式时，动态性能不佳；当运行在并网模式下时，输出频率为50Hz，而由于线路阻抗上会有压降，电压幅值不是额定值，因此无功达不到指定值。

所以本文采取改进的下垂控制策略，控制策略框图如下3-7所示。

图3-7改进的下垂控制策略

图3-7所表示的就是下垂控制方程（3-5）、（3-6）的框图形式，不同之处在于，本文将下垂系数Kp和Kq替换成了传递函数Gp（s）和Gq（s），这样便可以引入超前或者滞后环节对系统进行矫正。

在孤岛模式下，采用PD控制器来提高系统的动态性能；在并网模式下，采用PI控制器来减小稳态误差。

3.4带有锁频环的二阶广义积分器SOGI-FLL

采用下垂控制的逆变器在孤岛运行时，ωref和Eref可以根据实际情况直接给定，但在并网运行时，ωref和Eref则需要与电网匹配，作为基准进行下垂调节。

为了获得电网电压的频率和幅值，以及便于检测计算有功功率和无功功率，本文采用了带有锁频环的二阶广义积分器（SOGI-FLL）来跟踪电网电压，锁频输出电网频率，以及得到电压幅值。

此外SOGI还用来跟踪负载电压电流，并得到其正交分量，方便地用以计算逆变器实际输出的有功功率和无功功率。

图3-8SOGI-FLL结构原理图

图3-8即为带有锁频环的二阶广义积分器，其中SOGI可以输出与输入信号正交的正交信号，锁频环FLL将正交信号与原信号相乘，再经过一个积分环节就可以得到输入信号的频率。

当k取

，γ取2.2时，SOGI-FLL的输出信号和频率可以迅速跟踪上输入信号。

图3-9和图3-10是SOGI-FLL输入单相电压时的输出波形以及频率输出信号的仿真图，可以看出SOGI的输出信号能在两个周波内跟踪上输入信号，频率输出能在三个周波内稳定输出。

图3-9SOGI正交信号仿真波形图3-10SOGI-FLL锁频信号波形

4并网孤岛运行模式与模式切换控制策略

4.1孤岛运行模式

孤岛运行模式下，下垂控制方程中ωref=100π，Eref=311V，即额定工作点为220V/50Hz。

图4-1为孤岛运行时的系统总仿真图。

图4-1孤岛运行系统总仿真图

图4-2和图4-3为孤岛运行时，突加突减负载时的电压仿真波形。

可以看出，输出电压波形的稳态跟踪效果较好，但对于在电压波峰波谷发生的负载突变，会出现40V左右的欠压或者过冲，动态性能不是十分的理想。

图4-2突加减负载电压电流波形图4-3电压指令跟踪波形

4.2孤岛并网模式切换

本文由于在孤岛和并网模式下均采用下垂控制，因此在两种模式之间切换时不会发生控制策略的突变，进而不会产生过压过流，这是采用下垂控制并网的最主要的优势。

4.2.1由孤岛模式向并网模式的切换

由于孤岛运行时逆变器的频率和电压幅值由下垂方程决定，这必将导致其与电网频率、相位和电压幅值的差异。

为了减小切换瞬间的冲击，并网前逆变器输出电压的各物理量应尽可能与电网一致，因此预同步必不可少。

预同步是在孤岛运行时，检测电网电压幅值和频率，同时对两者进行调节，使得逆变器输出的电压与电网电压同步。

图4-4为频率预同步原理图，通过SOGI-FLL得到电网电压的正交分量，将其与逆变器输出电压相乘，经过一个低通滤波器就能够得到电网电压和逆变器电压的相位差信息，然后经过PI控制器进行闭环调节，即可消除二者的相位差。

图4-5为幅值预同步原理图，将电网电压幅值作为指令，调节逆变器输出电压，使之幅值与电网电压幅值相等。

图4-4频率预同步原理图4-5幅值预同步原理

待预同步完成后，闭合并网开关PCC即可实现平滑并网。

4.2.2由并网模式向孤岛模式的切换

由于逆变器在孤岛模式和并网模式时均采用电压型控制，在从并网模式切换到孤岛模式时，仅仅存在参考电压幅值上的微调，因此切换时不会产生过压过流现象，仅需要关闭并网开关PCC，待并网电流自然过零关断后脱离电网，切换到孤岛模式。

4.2.3模式切换仿真结果分析

图4-6为并网运行以及模式切换的系统总仿真图。

总仿真时间为10s；在0-1s时间段内孤岛运行并进行预同步，在1s时刻发出并网开关SCR的触发信号进行并网；在1-8s时间段内并网运行，并且在2-7s的每一秒突加有功（无功）指令，在第8s时刻撤除并网开关SCR的触发信号。

图4-6并网运行及模式切换系统总仿真图

图4-7是10s内逆变器输出电压电流波形及并网电流波形，从整体上可以看出，在1s并网时刻和8

s脱网时刻，逆变器输出电压和电流均没有发生较大的突变。

这说明了负载在并网和脱离过程中，供电电压平稳可靠，验证了基于下垂控制的控制策略在模式切换过程中所体现的平滑无冲击、无缝切换的优点。

图4-710s内逆变器电压电流波形图和并网电流波形图

图4-8和图4-9分别是并网时和脱网时，逆变器电压电流和并网电流波形放大图。

逆变器输出电压在这两个过程中波形平滑无抖动，但在并网时，逆变器电流和并网电流发生了超调，逆变器电流从孤岛时的31A在下一个周期内上升到50A，随后迅速减小到零。

观察图4-9中的并网电流波形，可以看到在8s时刻并网电流没有立即变为零，而是在随后的过零点处变为零，这是并网开光SCR电流自然过零关断的现象。

图4-8并网时逆变器电压电流及并网电流波形图图4-9脱网时逆变器电压电流和并网电流波形

图4-10为全过程中逆变器输出有功功率和无功功率的波形图，在2s至8s之间为并网运行，此过程中改变下垂方程中有功无功指令值Pref和Qref，从图4-10可以看出，逆变器实现了有功功率和无功功率的解耦控制，可以分别对有功功率和无功功率进行调节，而不会相互影响。

图4-11是并网运行时，调节有功无功对应的逆变器输出电流和并网电流波形。

在2s以前系统给定的有功无功功率为零，因此逆变器输出电流为零，此时微网的负载电流由电网提供，所以2s前并网电流最大。

随后增大逆变器的有功无功输出后，逆变器输出电流增大，并网电流减小。

图4-10并网时逆变器输出有功无功波形图4-11并网时逆变器电流和并网电流波形

4.3小结

通过仿真验证，本文验证了所提出的基于下垂控制的控制策略的正确性和有效性，逆变器在孤岛和并网两种模式均能够稳定运行，模式切换的暂态过程平滑无冲击，负载得到了连续可靠的供电。

5展望

本文所做的仿真还不是十分完善，比如在电网严重故障时，便不能采用上述的“并网电流自然过零关断”。

因为在电网短路故障时，电网电压急剧下降，同时并网电流会急剧上升，此时逆变器需要迅速脱网以避免受到影响，但并网开关所流过的电流却很大难以迅速关断。

这就要求逆变器能够采取某种措施迅速减小并网电流来促使并网开关关断，或者采取其他措施。

此外，对于仿真中出现的并网时逆变器输出电流超调的问题，也需要得到解决。

所以对于仿真建模和PI参数整定两个方面，我需要加强学习，为后期的科研工作打好基础。