PWM控制技术.docx

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PWM控制技术

PWM控制技术

主要内容：

PWM控制的基本原理、控制方式与PWM波形的生成方法，PWM逆变电路的谐波分析，PWM整流电路。

重点：

PWM控制的基本原理、控制方式与PWM波形的生成方法。

难点：

PWM波形的生成方法，PWM逆变电路的谐波分析。

基本要求：

掌握PWM控制的基本原理、控制方式与PWM波形的生成方法，了解PWM逆变电路的谐波分析，了解跟踪型PWM逆变电路，了解PWM整流电路。

PWM（PulseWidthModulation）控制——脉冲宽度调制技术，通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要波形（含形状和幅值）。

第3、4章已涉及这方面内容:

第3章：

直流斩波电路采用，第4章有两处：

4.1节斩控式交流调压电路，4.4节矩阵式变频电路。

本章内容

PWM控制技术在逆变电路中应用最广，应用的逆变电路绝大部分是PWM型，PWM控制技术正是有赖于在逆变电路中的应用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。

本章主要以逆变电路为控制对象来介绍PWM控制技术，也介绍PWM整流电路

1PWM控制的基本原理

理论基础：

冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。

冲量指窄脉冲的面积。

效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。

低频段非常接近，仅在高频段略有差异。

图6-1形状不同而冲量相同的各种窄脉冲

面积等效原理：

分别将如图6-1所示的电压窄脉冲加在一阶惯性环节（R-L电路）上，如图6-2a所示。

其输出电流i（t）对不同窄脉冲时的响应波形如图6-2b所示。

从波形可以看出，在i（t）的上升段，i（t）的形状也略有不同，但其下降段则几乎完全相同。

脉冲越窄，各i（t）响应波形的差异也越小。

如果周期性地施加上述脉冲，则响应i（t）也是周期性的。

用傅里叶级数分解后将可看出，各i（t）在低频段的特性将非常接近，仅在高频段有所不同。

图6-2冲量相同的各种窄脉冲的响应波形

用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波，正弦半波N等分，看成N个相连的脉冲序列，宽度相等，但幅值不等；用矩形脉冲代替，等幅，不等宽，中点重合，面积（冲量）相等，宽度按正弦规律变化。

SPWM波形——脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形。

图6-3用PWM波代替正弦半波

要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。

等幅PWM波和不等幅PWM波：

由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波，如直流斩波电路及本章主要介绍的PWM逆变电路，6.4节的PWM整流电路。

输入电源是交流，得到不等幅PWM波，如4.1节讲述的斩控式交流调压电路，4.4节的矩阵式变频电路。

基于面积等效原理，本质是相同的。

PWM电流波：

电流型逆变电路进行PWM控制，得到的就是PWM电流波。

PWM波形可等效的各种波形：

直流斩波电路：

等效直流波形

SPWM波：

等效正弦波形，还可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波形等，其基本原理和SPWM控制相同，也基于等效面积原理。

2PWM逆变电路及其控制方法

目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术。

逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合。

本节内容构成了本章的主体

PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的几乎都是电压型。

（1）计算法和调制法

1、计算法

根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形。

缺点：

繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化

2、调制法

输出波形作调制信号，进行调制得到期望的PWM波；通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波；等腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称；与任一平缓变化的调制信号波相交，在交点控制器件通断，就得宽度正比于信号波幅值的脉冲，符合PWM的要求。

调制信号波为正弦波时，得到的就是SPWM波；调制信号不是正弦波，而是其他所需波形时，也能得到等效的PWM波。

结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明：

设负载为阻感负载，工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补。

控制规律：

uo正半周，V1通，V2断，V3和V4交替通断，负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段为正，一段为负，负载电流为正区间，V1和V4导通时，uo等于Ud，V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0，负载电流为负区间，io为负，实际上从VD1和VD4流过，仍有uo=Ud，V4断，V3通后，io从V3和VD1续流，uo=0，uo总可得到Ud和零两种电平。

uo负半周，让V2保持通，V1保持断，V3和V4交替通断，uo可得-Ud和零两种电平。

图6-4单相桥式PWM逆变电路

单极性PWM控制方式（单相桥逆变）：

在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。

ur正半周，V1保持通，V2保持断，当ur>uc时使V4通，V3断，uo=Ud，当ur

ur负半周，V1保持断，V2保持通，当uruc时使V3断，V4通，uo=0，虚线uof表示uo的基波分量。

波形见图6-5。

图6-5单极性PWM控制方式波形

双极性PWM控制方式（单相桥逆变）：

在ur半个周期内，三角波载波有正有负，所得PWM波也有正有负。

在ur一周期内，

输出PWM波只有±Ud两种电平，仍在调制信号ur和载波信号uc的交点控制器件通断。

ur正负半周，对各开关器件的控制规律相同，当ur>uc时，给V1和V4导通信号，给V2和V3关断信号，如io>0，V1和V4通，如io<0，VD1和VD4通，uo=Ud，当ur0，VD2和VD3通，uo=-Ud。

波形见图6-6。

单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制。

图6-6双极性PWM控制方式波形

双极性PWM控制方式（三相桥逆变）：

见图6-7。

三相PWM控制公用uc，三相的调制信号urU、urV和urW依次相差120°。

U相的控制规律：

当urU>uc时，给V1导通信号，给V4关断信号，uUN´=Ud/2，当urU

uUN´、图6-7三相桥式PWM型逆变电路

uVN´和uWN´的PWM波形只有±Ud/2两种电平，uUV波形可由uUN´-uVN´得出，当1和6通时，uUV=Ud，当3和4通时，uUV=－Ud，当1和3或4和6通时，uUV=0。

波形见图6-8。

输出线电压PWM波由±Ud和0三种电平构成，负载相电压PWM波由（±2/3）Ud、（±1/3）Ud和0共5种电平组成。

图6-8三相桥式PWM逆变电路波形

防直通死区时间：

同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。

死区时间的长短主要由器件关断时间决定。

死区时间会给输出PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波。

特定谐波消去法（SelectedHarmonicEliminationPWM—SHEPWM）：

计算法中一种较有代表性的方法，图6-9。

输出电压半周期内，器件通、断各3次（不包括0和π），共6个开关时刻可控。

为减少谐波并简化控制，要尽量使波形对称。

首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，即：

（6-1）

图6-9特定谐波消去法的输出PWM波形

其次，为消除谐波中余弦项，使波形在半周期内前后1/4周期以π/2为轴线对称。

（6-2）

四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表示为：

（6-3）

式中，an为

图6-9，能独立控制a1、a2和a3共3个时刻。

该波形的an为

（6-4）

式中n=1,3,5,…

确定a1的值，再令两个不同的an=0，就可建三个方程，求得a1、a2和a3。

消去两种特定频率的谐波：

在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，可考虑消去5次和7次谐波，得如下联立方程：

（6-5）

给定a1，解方程可得a1、a2和a3。

a1变，a1、a2和a3也相应改变。

一般，在输出电压半周期内器件通、断各k次，考虑PWM波四分之一周期对称，k个开关时刻可控，除用一个控制基波幅值，可消去k－1个频率的特定谐波，k越大，开关时刻的计算越复杂。

除计算法和调制法外，还有跟踪控制方法，在6.3节介绍

（2）异步调制和同步调制

载波比——载波频率fc与调制信号频率fr之比，N=fc/fr。

根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制：

1、异步调制

异步调制——载波信号和调制信号不同步的调制方式。

通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的。

在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称。

当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称的不利影响都较小，当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大。

因此，在采用异步调制方式时，希望采用较高的载波频率，以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比。

2、同步调制

同步调制——N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。

基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。

三相，公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称。

为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数。

当N=9时的同步调制三相PWM波形如图6-10所示。

fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除，fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受。

为了克服上述缺点，可以采用分段同步调制的方法。

3、分段同步调制

把fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同。

在fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高，在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低。

图6-11，分段同步调制一例。

为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。

同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。

可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。

图6-10同步调制三相PWM波形

图6-11分段同步调制方式举例

（3）规则采样法

按SPWM基本原理，自然采样法中要求解复杂的超越方程，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多。

规则采样法特点：

工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量小得多。

规则采样法原理：

图6-12，三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc。

自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期中点（即负峰点）重合。

规则采样法使两者重合，每个脉冲中点为相应三角波中点，计算大为简化。

三角波负峰时刻tD对信号波采样得D点，过D作水平线和三角波交于A、B点，在A点时刻tA和B点时刻tB控制器件的通断，脉冲宽度δ和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。

图6-12规则采样法

规则采样法计算公式推导：

正弦调制信号波公式中，a称为调制度，0≤a<1；ωr为信号波角频率。

从图6-12因此可得：

（6-6）

三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度

（6-7）

三相桥逆变电路的情况：

通常三相的三角波载波公用，三相调制波相位依次差120º，同一三角波周期内三相的脉宽分别为δU、δV和δW，脉冲两边的间隙宽度分别为δ´u、δ´v和δ´w，同一时刻三相正弦调制波电压之和为零，由式（6-6）得

（6-8）

由式（6-7）得:

（6-9）

故由式（6-8）可得：

（6-10）

故由式（6-9）可得：

（6-11）

利用以上两式可简化三相SPWM波的计算

（4）PWM逆变电路的谐波分析

使用载波对正弦信号波调制，产生了和载波有关的谐波分量。

谐波频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能的重要指标之一。

分析双极性SPWM波形：

同步调制可看成异步调制的特殊情况，只分析异步调制方式。

分析方法：

不同信号波周期的PWM波不同，无法直接以信号波周期为基准分析，以载波周期为基础，再利用贝塞尔函数推导出PWM波的傅里叶级数表达式，分析过程相当复杂，结论却简单而直观。

1、单相的分析结果：

不同调制度a时的单相桥式PWM逆变电路在双极性调制方式下输出电压的频谱图如图6-13所示。

其中所包含的谐波角频率为

式中，n＝1，3，5，…时，k=0，2，4，…；n=2，4，6，…时，k=1，3，5，…。

可以看出，PWM波中不含低次谐波，只含有角频率为ωc，及其附近的谐波，以及2ωc、3ωc等及其附近的谐波。

在上述谐波中，幅值最高影响最大的是角频率为ωc的谐波分量。

图6-13单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图

2、三相的分析结果：

三相桥式PWM逆变电路采用公用载波信号时不同调制度a时的三相桥式PWM逆变电路输出线电压的频谱图如图6-14所示。

在输出线电压中，所包含的谐波角频率为

式中，n=1，3，5，…时，k=3（2m-1）±1，m=1，2，…；

6m+1，m=0，1，…；

n=2，4，6，…时，k=6m-1，m=1，2，…。

和单相比较，共同点是都不含低次谐波，一个较显著的区别是载波角频率ωc整数倍的谐波被消去了，谐波中幅值较高的是ωc±2ωr和2ωc±ωr。

图6-14三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图

SPWM波中谐波主要是角频率为ωc、2ωc及其附近的谐波，很容易滤除。

当调制信号波不是正弦波时，谐波由两部分组成：

一部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果，另一部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波。

后者的谐波分布情况和SPWM波的谐波分析一致。

（5）提高直流电压利用率和减少开关次数

直流电压利用率——逆变电路输出交流电压基波最大幅值U1m和直流电压Ud之比。

提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力；减少器件的开关次数可以降低开关损耗；正弦波调制的三相PWM逆变电路，调制度a为1时，输出相电压的基波幅值为Ud／2，输出线电压的基波幅值为

，即直流电压利用率仅为0.866。

这个值是比较低的，其原因是正弦调制信号的幅值不能超过三角波幅值，实际电路工作时，考虑到功率器件的开通和关断都需要时间，如不采取其他措施，调制度不可能达到1。

采用这种调制方法实际能得到的直流电压利用率比0.866还要低。

1、梯形波调制方法的思路

采用梯形波作为调制信号，可有效提高直流电压利用率。

当梯形波幅值和三角波幅值相等时，梯形波所含的基波分量幅值更大。

梯形波调制方法的原理及波形，见图6-15。

梯形波的形状用三角化率s=Ut/Uto描述，Ut为以横轴为底时梯形波的高，Uto为以横轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成的三角形的高。

s=0时梯形波变为矩形波，s=1时梯形波变为三角波。

梯形波含低次谐波，PWM波含同样的低次谐波，低次谐波（不包括由载波引起的谐波）产生的波形畸变率为δ。

图6-16，δ和U1m/Ud随s变化的情况。

图6-17，s变化时各次谐波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比。

s=0.4时，谐波含量也较少，δ约为3.6%，直流电压利用率为1.03，综合效果较好。

图6-15梯形波为调制信号的PWM控制

梯形波调制的缺点：

输出波形中含5次、7次等低次谐波。

实际使用时，可以考虑当输出电压较低时用正弦波作为调制信号，使输出电压不含低次谐波；当正弦波调制不能满足输出电压的要求时，改用梯形波调制，以提高直流电压利用率。

图6-16s变化时的d和直流电压利用率图6-17s变化时的各次谐波含量

2、线电压控制方式（叠加3次谐波）

对两个线电压进行控制，适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能。

目标——使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率，并尽量减少器件开关次数。

直接控制手段仍是对相电压进行控制，但控制目标却是线电压。

相对线电压控制方式，控制目标为相电压时称为相电压控制方式。

在相电压调制信号中叠加3次谐波，使之成为鞍形波，输出相电压中也含3次谐波，且三相的三次谐波相位相同。

合成线电压时，3次谐波相互抵消，线电压为正弦波。

如图6-18所示。

鞍形波的基波分量幅值大。

除叠加3次谐波外，还可叠加其他3倍频的信号，也可叠加直流分量，都不会影响线电压。

图6-18叠加3次谐波的调制信号

3、线电压控制方式（叠加3倍次谐波和直流分量）：

叠加up，既包含3倍次谐波，也包含直流分量，up大小随正弦信号的大小而变化。

设三角波载波幅值为1，三相调制信号的正弦分别为urU1、urV1和urW1，并令：

　　　　　　　　　　　　　　　　　　（6-12）

则三相的调制信号分别为

（6-13）

图6-19线电压控制方式举例

不论urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、urV、urW总有1/3周期的值和三角波负峰值相等。

在这1/3周期中，不对调制信号值为-1的相进行控制，只对其他两相进行控制，因此，这种控制方式也称为两相控制方式。

优点：

（1）在1/3周期内器件不动作，开关损耗减少1/3

（2）最大输出线电压基波幅值为Ud，直流电压利用率提高

（3）输出线电压不含低次谐波，优于梯形波调制方式

（6）PWM逆变电路的多重化

和一般逆变电路一样，大容量PWM逆变电路也可采用多重化技术。

采用SPWM技术理论上可以不产生低次谐波，因此，在构成PWM多重化逆变电路时，一般不再以减少低次谐波为目的，而是为了提高等效开关频率，减少开关损耗，减少和载波有关的谐波分量。

PWM逆变电路多重化联结方式有变压器方式和电抗器方式，利用电抗器联接实现二重PWM逆变电路的例子如图6-20所示。

电路的输出从电抗器中心抽头处引出，图中两个逆变电路单元的载波信号相互错开180°，所得到的输出电压波形如图6-21所示。

图中，输出端相对于直流电源中点

的电压

，已变为单极性PWM波了。

输出线电压共有0、±（1/2）Ud、±Ud五个电平，比非多重化时谐波有所减少。

一般多重化逆变电路中电抗器所加电压频率为输出频率，因而需要的电抗器较大。

而在多重PWM型逆变电路中，电抗器上所加电压的频率为载波频率，比输出频率高得多，因此只要很小的电抗器就可以了。

二重化后，输出电压中所含谐波的角频率仍可表示为

，但其中当n奇数时的谐波已全部被除去，谐波的最低频率在

附近，相当于电路的等效载波频率提高了一倍。

图6-20二重PWM型逆变电路

图6-21二重PWM型逆变电路输出波形

电抗器上所加电压频率为载波频率，比输出频率高得多，很小。

输出电压所含谐波角频率仍可表示为nwc+kwr，但其中n为奇数时的谐波已全被除去，谐波最低频率在2wc附近，相当于电路的等效载波频率提高一倍。

3PWM跟踪控制技术

PWM波形生成的第三种方法——跟踪控制方法。

把希望输出的波形作为指令信号，把实际波形作为反馈信号，通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路各器件的通断，使实际的输出跟踪指令信号变化，常用的有滞环比较方式和三角波比较方式。

（1）滞环比较方式

1、电流跟踪控制

基本原理：

把指令电流i*和实际输出电流i的偏差i*-i作为滞环比较器的输入，比较器输出控制器件V1和V2的通断。

V1（或VD1）通时，i增大，V2（或VD2）通时，i减小。

通过环宽为2DI的滞环比较器的控制，i就在i*+DI和i*-DI的范围内，呈锯齿状地跟踪指令电流i*。

滞环环宽对跟踪性能的影响：

环宽过宽时，开关频率低，跟踪误差大；环宽过窄时，跟踪误差小，但开关频率过高。

电抗器L的作用：

L大时，i的变化率小，跟踪慢。

L小时，i的变化率大，开关频率过高。

图6-22滞环比较方式电流跟踪控制举例

图6-23滞环比较方式的指令电流和输出电流

三相的情况：

图6-24三相电流跟踪型PWM逆变电路

图6-25三相电流跟踪型PWM逆变电路输出波形

采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM变流电路有如下特点

（1）硬件电路简单

（2）实时控制，电流响应快

（3）不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波

（4）和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流中高次谐波含量多

（5）闭环控制，是各种跟踪型PWM变流电路的共同特点

2、电压跟踪控制

采用滞环比较方式实现电压跟踪控制。

如图6-26所示。

把指令电压u*和输出电压u进行比较，滤除偏差信号中的谐波，滤波器的输出送入滞环比较器，由比较器输出控制开关通断，从而实现电压跟踪控制。

和电流跟踪控制电路相比，只是把指令和反馈从电流变为电压。

输出电压PWM波形中含大量高次谐波，必须用适当的滤波器滤除。

图6-26电压跟踪控制电路举例

u*=0时，输出u为频率较高的矩形波，相当于一个自励振荡电路。

u*为直流时，u产生直流偏移，变为正负脉冲宽度不等，正宽负窄或正窄负宽的矩形波。

u*为交流信号时，只要其频率远低于上述自励振荡频率，从u中滤除由器件通断产生的高次谐波后，所得的波形就几乎和u*相同，从而实现电压跟踪控制。

（2）三角波比较方式

基本原理：

不是把指令信号和三角波直接进行比较，而是闭环控制。

把指令电流i*U、i*V和i*W和实际输出电流iU、iV、iW进行比较，求出偏差，放大器A放大后，再和三角波进行比较，产生PWM波形。

放大器A通常具有比例积分特性或比例特性，其系数直接影响电流跟踪特性。

图6-27三角波比较方式电流跟踪型逆变电路

特点：

开关频率固定，等于载波频率，高频滤波器设计方便；为改善输出电压波形，三角波载波常用三相；和滞环比较控制方式相比，这种控制方式输出电流谐波少。

定时比较方式：

不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟。

以固定采样周期对指令信号和被控量采样，按偏差的极性来控制开关器件通断。

在时钟信号到来时刻，如ii*，令V1断，V2通，使i减小。

每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小。

采用定时比较方式时，器件最高开关频率为时钟频率的1/2，和滞环比较方式相比，电

流误差没有一定的环宽，控制的精度低一些。

4PWM整流电路及其控制方法

实用的整流电路几乎都是晶闸管整流或二极管整流。

晶闸管相控整流电路：

输入电流滞后于电压，且谐波分量大，因此功率因数很低。

二极管整流电路：

虽位移因数接近1，但输入电流谐波很大，所以功率因数也很低。

把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路，就形成了PWM整流电路。

可使其输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，功率因数近似为1，也称单位功率因数变流器，或高功率因数整流器。

（1）PWM整流电路的工作原理

PWM整流电路也可分为电压型和电流型两大类，目前电压型的较多

1、单相PWM整流电路

图6-28a和b分别为单相半桥和全桥PWM整流电路。

半桥电路直流侧电容必须由两个电容串联，其中点和交流电源连接。

全桥电路直流侧电容只要一个就可以。

交流侧电感Ls包括外接电抗器的电感和交流电源内部电感，是电路正常工作所必须的。

图6-28单相PWM整流电路

a）单相半桥电路b）单相全桥电路

单相全桥P