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电子技术毕业课程设计报告

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电子技术课程设计报告

设计课题：

基于UC3843的降压型DC-DC设计

所属院系：

电气工程与自动化系

所属专业：

自动化

专业班级：

B

学生姓名：

张阔（B

王琰（B）

吴文莉（B）

邵帅（B）

指导教师：

路纲

目录

一摘要3

二设计背景，任务以及要求3

2.1设计背景3

2.2设计任务及要求5

三常见电源的介绍5

四系统设计和硬件电路设计6

4.1系统设计6

4.2硬件电路设计7

4.2.1输入模块设计8

4.2.2反激式变压器设计9

4.2.3输出模块9

4.2.4反馈模块10

五所需元件清单，电路原理图及PCB图11

5.1元件清单11

5.2原理图11

5.3PCB图12

六实验数据记录并分析13

6.1数据记录14

6.2数据分析15

七重要元件简介15

7.1UC384216

7.2TL43116

7.3PC81718

八.结论与心得19

九.参考文献19

基于UC3843的升压型DC-DC设计

一、摘要

为了研究基于UC3842的直流降压斩波电路，选择了以UC3842为脉宽控制核心的它激式反激型直流变换器方案，以研究15V到8V的降压变换为实例，详细了说明说明UC3842的用法，外围电路设计，以及反激直流变换器的直接降压斩波工作原理。

能实现15V到8V的降压变换，输出功率也能达到10W以上，效率在80%以上。

该方案里的UC3842可以直接驱动开关管，控制电路中的反激变压器。

通过控制变压器器的工作方式，向负载提供电能。

为了整体电路的稳定，又在输出端添加反馈电路。

由PC817构成的反馈电路对输出电压采样，把输出电压反馈给UC3842，通过内部比较器，自动的调节脉宽，调节输出电压，以达到稳定。

关键词:

它激式、直流变换器、UC3842

DcbuckchoppercircuitbasedonUC3842

Student:

FanJun（FacultyAdviser：

LiuTuanJie）

（DepartmentofElectricalandEngineering,HuainanNormalUniversit）

Abstract：

TostudydcbuckchoppercircuitbasedonUC3842,chosetheUC3842asthepulsewidthcontrolisthecoreofitsshocktypeflybacktypedcconverterscheme,astoresearchin15vto8vstep-downtransformationasanexample,detaileddescriptiontheusageofUC3842,peripheralcircuitdesign,anddirectdecompressionoftheflybackdcconverterworkingprincipleofthechopper.Canachievestep-downtransformationofthe8vto15v,outputcanreachmorethan10w,efficiencyisabove80%.TheschemeofUC3842switchtube,canbedirectlydrivencontrolcircuitoftheflybacktransformer.Bycontrollingthelargetransformerworks,providepowertoload.Inordertotheoverallstabilityofthecircuit,andaddfeedbackcircuitontheoutputside.ComposedofPC817feedbacktheoutputvoltagesamplingcircuit,theoutputvoltagefeedbacktoUC3842,throughtheinternalcomparator,automaticallyadjustthepulsewidthofoutputvoltageregulation,inordertoachievestability.

Keywords：

Itshocktype；DCconverter；UC3842；PC817

二、设计任务与要求

2.1．掌握PCB制板技术、焊接技术、电路检测以及集成电路的使用方法。

2.2．掌握UC3843的非隔离开关电源的设计、组装与调试方法。

2.3.研究开关电源的实现方法，并按照设计指标要求进行电路的设计与仿真。

具体要求如下：

1分析、掌握该课题总体方案，广泛阅读相关技术资料，并提出自己的见解。

2掌握开关电源的工作原理。

3设计硬件系统并进行仿真，掌握系统调试方法，使系统达到设计要求。

主要技术指标

设计要求：

直流输入电压：

15V；

输出电压：

8V；

效率：

≥66%。

三．常见开关电源的介绍

1、基本电路：

交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后，变成含有一定脉动成份的直流电压，该电压进人高频变换器被转换成所需电压值的方波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。

控制电路为一脉冲宽度调制器，它主要由取样器、比较器、振荡器、脉宽调制及基准电压等电路构成。

这部分电路目前已集成化，制成了各种开关电源用集成电路。

控制电路用来调整高频开关元件的开关时间比例，达到稳定输出电压目的。

图3基本电路

２．单端反激式开关电源 

单端反激式开关电源的典型电路如图三所示。

电路中所谓的单端是指高频变换器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧。

所谓的反激，是指当开关管VT1导通时，高频变压器Ｔ初级绕组的感应电压为上正下负，整流二极管VD1处于截止状态，在初级绕组中储存能量。

当开关管VT1截止时，变压器Ｔ初级绕组中存储的能量，通过次级绕组及VD1整流和电容Ｃ滤波后向负载输出。

单端反激式开关电源是一种成本最低的电源电路，输出功率为20－100Ｗ，可以同时输出不同的电压，且有较好的电压调整率。

唯一的缺点是输出的纹波电压较大，外特性差，适用于相对固定的负载。

单端反激式开关电源使用的开关管VT1承受的最大反向电压是电路工作电压值的两倍，工作频率在20－200kHz之间。

图4单端反激式开关电源

３．单端正激式开关电源       

单端正激式开关电源的典型电路如图四所示。

这种电路在形式上与单端反激式电路相似，但工作情形不同。

当开关管VT1导通时，VD2也导通，这时电网向负载传送能量，滤波电感Ｌ储存能量；当开关管VT1截止时，电感Ｌ通过续流二极管VD3继续向负载释放能量。

在电路中还设有钳位线圈与二极管VD2，它可以将开关管VT1的最高电压限制在两倍电源电压之间。

为满足磁芯复位条件，即磁通建立和复位时间应相等，所以电路中脉冲的占空比不能大于５０％。

由于这种电路在开关管VT1导通时，通过变压器向负载传送能量，所

以输出功率范围大，可输出50－200Ｗ的功率。

电路使用的变压器结构复杂，体积也较大，正因为这个原因，这种电路的实际应用较少。

图5单端正激式开关电源

４．自激式开关稳压电源    

   自激式开关稳压电源的典型电路如图五所示。

这是一种利用间歇振荡电路组成的开关电源，也是目前广泛使用的基本电源之一。

     当接入电源后在R1给开关管VT1提供启动电流，使VT1开始导通，其集电极电流Ic在L1中线性增长，在L2中感应出使VT1基极为正，发射极为负的正反馈电压，使VT1很快饱和。

与此同时，感应电压给C1充电，随着C1充电电压的增高，VT1基极电位逐渐变低，致使VT1退出饱和区，Ic开始减小，在L2中感应出使VT1基极为负、发射极为正的电压，使VT1迅速截止，这时二极管VD1导通，高频变压器Ｔ初级绕组中的储能释放给负载。

在VT1截止时，L2中没有感应电压，直流供电输人电压又经R1给C1反向充电，逐渐提高VT1基极电位，使其重新导通，再次翻转达到饱和状态，电路就这样重复振荡下去。

这里就像单端反激式开关电源那样，由变压器Ｔ的次级绕组向负载输出所需要的电压。

自激式开关电源中的开关管起着开关及振荡的双重作从，也省去了控制电路。

电路中由于负载位于变压器的次级且工作在反激状态，具有输人和输出相互隔离的优点。

这种电路不仅适用于大功率电源，亦适用于小功率电源。

图6自激式开关电源

５．推挽式开关电源       

推挽式开关电源的典型电路如图六所示。

它属于双端式变换电路，高频变压器的磁芯工作在磁滞回线的两侧。

电路使用两个开关管VT1和VT2，两个开关管在外激励方波信号的控制下交替的导通与截止，在变压器Ｔ次级统组得到方波电压，经整流滤波变为所需要的直流电压。

     这种电路的优点是两个开关管容易驱动，主要缺点是开关管的耐压要达到两倍电路峰值电压。

电路的输出功率较大，一般在100~5000Ｗ范围内。

图7推挽式开关电源

降压式开关电源的典型电路如图七所示。

当开关管VT1导通时，二极管

VD1截止，输人的整流电压经VT1和L向Ｃ充电，这一电流使电感Ｌ中的储能增加。

当开关管VT1截止时，电感Ｌ感应出左负右正的电压，经负载RL和续流二极管VD1释放电感Ｌ中存储的能量，维持输出直流电压不变。

电路输出直流电压的高低由加在VT1基极上的脉冲宽度确定。

这种电路使用元件少，它同下面介绍的另外两种电路一样，只需要利用电感、电容和二极管即可实现。

图8降压式开关电源

７．升压式开关电源      

 升压式开关电源的稳压电路如图八所示。

当开关管VT1导通时，电感Ｌ储存能量。

当开关管VT1截止时，电感Ｌ感应出左负右正的电压，该电压叠加在输人电压上，经二极管VD1向负载供电，使输出电压大于输人电压，形成升压式开关电源。

图9升压式开关电源

８．反转式开关电源       

反转式开关电源的典型电路如图九所示。

这种电路又称为升降压式开关电源。

无论开关管VT1之前的脉动直流电压高于或低于输出端的稳定电压，电路均能正常工作。

 当开关管VT1导通时，电感L储存能量，二极管VD1截止，负载RL靠电容C上次的充电电荷供电。

当开关管VT1截止时，电感Ｌ中的电流继续流通，并感应出上负下正的电压，经二极管VD1向负载供电，同时给电容Ｃ充电。

以上介绍了脉冲宽度调制式开关稳压电源的基本工作原理和各种电路类型，在实际应用中，会有各种各样的实际控制电路，但无论怎样，也都是在这些基础上发展出来的。

图10反转式开关电源

四.系统设计

4.1.1系统设计要求

表1系统要求

输入电压

输出电压

工作效率

功率

24V

8V

80%以上

10W以上

4.12.2系统设计框图

本设计采用的是由美国Unitrode公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片UC3843.该脉宽调制器能产生频率固定而脉冲宽度可以调节的驱动信号，控制大功率开关管的通断状态来调节输出电压的大小，达到稳压目的，锯齿波发生器提供恒定的时钟频率信号，利用误差放大器的电流测定比较器形成电压闭环，利用电流测定、电流测定比器构成电流闭环，在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节驱动信号的占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。

假如电源电压变化或负载发生变化使输出电压升高时，则脉宽调制器就会改变驱动信号的脉冲宽度，即减小输出PWM波形的占空比，使大功率晶体管导通的时间变短，斩波后的电压平均值下降，从而达到稳压目的[2]。

通过上面的解释，在输入模块上输入直流电压24V，在输送到变压器上之前，进行了简单的滤波、电路保护电路。

结构中的变压器受到UC3842的控制，当开关管导通时，变压器原边电感电流开始上升，此时由于次级同名端的关系，输出二极管截止，变压器储存能量，负载由输出电容提供能量。

当开关管截止时，变压器原边电感感应电压反向，此时输出二极管导通，变压器中的能量经由输出二极管向负载供电，同时对电容充电，补充刚刚损失的能量。

在输出电路模块中，为了稳定输出，我们又加入了反馈电路。

通过PC817把输出电路的电压反馈到UC3842上，再控制脉宽的调控，实现电压的稳定，达到一个闭环的稳定系统。

系统框架图如图3所示，该方案主要有五个模块构成，他们分别为输入滤波模块、反激变压器模块、输出滤波模块、反馈电路、UC3842主控器模块。

图3系统总体框图

4.2硬件电路设计

4.2.1输入模块

输入模块是24V输入的地方，这个模块主要由保险丝、二极管、共模电感、滤波电容等组成。

原理图如下图4：

图4输入模块原理图

正极的输入端，为了保护电路，添加了保险丝和二极管。

保险丝为了防止电路电流过大，烧坏电路。

防反二极管MBR1045接入电路，可以防止反向接入电路对电路的损害。

CBB电容主要以金属化聚丙烯膜串联结构型式，能抗高电压、大电流冲击，具有损耗小，电性能优良，可靠性高和自愈性能。

共模电感是匝数相同的线圈对称地绕制在同一个铁氧体环形磁芯上，形成一个四端器件，在平衡线路中能有效地抑制共模干扰信号，而对线路正常传输的差模信号无影响。

还有后面的滤波电容，他们三个一起使用，极大地降低了外界的干扰。

所以综上所述，输出模块就是为电路提供输入通道的同时，最大化的提高电路安全，最小化的降低外界干扰，以免影响后面电路。

4.2.2反激式变压器设计

反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。

这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。

同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降。

下面我系统的介绍变压器的设计方法[4]。

设计的一些要求：

表2设计的要求

输入Vin

输出Vout

输出功率Pout

效率

mos管耐压

开关频率

裕量

24V

8V

10W

80%

100V

60KHz

80%

反激式变压器计算如下：

1）确定（最大占空比）和（次级反射到初级的电压）

取=0.5，则

2）确定电感：

Lp（初级最大绕组的电感）

说明：

Ip为峰值电流

在DCM模式下，Ip1=0,则

由其中，开关频率得

其中，是开关频率。

3）确定磁芯

选用磁芯EFD-20，不用计算。

4）计算匝数比

匝

说明：

Np:

初级绕组匝数

Ns1:

次级为UC3842供电的绕组匝数

Ns2:

次级输出绕组匝数

：

初级最大绕组电感，单位H

：

初级峰值电流，单位A

：

磁感应强度变化量，单位为T，一般取值不大于0.3

Ae：

磁芯截面积，单位

根据

说明：

Vd为二极管压降，肖特基管0.8V，快恢复二级管1V

辅助电源取16V，则

匝，修正14匝

输出8V，则

匝，修正7匝

Lp加气隙后=1.43mH[5]

图7变压器实物图

4.2.3输出模块设计

这个模块式电路的输出通道，外接负载的地方。

输出电路主要由续流二极管、储能电容、假负载、功率消耗电路组成。

原理图如下图8

图8输出模块原理图

续流二极管通常和储能元件一起使用，其作用是防止电路中电压电流的突变，为反向电动势提供耗电通路。

电感线圈可以经过它给负载提供持续的电流，以免负载电流突变，起到平滑电流的作用！

在开关电源中，就能见到一个由二极管和电阻串连起来构成的的续流电路。

这个电路与变压器原边并联，当开关管关断时，续流电路可以释放掉变压器线圈中储存的能量，防止感应电压过高，击穿开关管。

输出端的电容，也是反激结构中电路中一个很重要的部分。

该电路的输出端，有三个电容并联构成储能电容。

当开关管打开的时候，初级线圈向次级线圈传送电能，但当开关管开始关断时刻，输出电容看进去得阻抗原低于负载，在这瞬间，所有的次级大电流都会流入输出滤波电容，产生窄而高得输出电压尖峰，吧电流储存在电容中。

再到下一个开关管关断时，由电容储存的电能向负载提供电能。

4.2.4反馈电路设计[10]

为了达到输出的稳定，输出端采用了电压反馈电路。

这个反馈电路主要使用了TL431和PC817，对输出电压进行采样。

把电压输出的信号反馈给控制芯片，然后自动调节脉宽，达到稳定。

这样使用的优点在于实现了电气隔离，最大限度的减少干扰，提高稳定性。

反馈原理图如下图10。

图10反馈电路原理图

TL431有一个内部的2.5V基准源Vref，接在运放的反相输入端。

由运放的特性可知，只有当REF端（同相端）的电压非常接近Vi（2.5V）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，随着REF端电压的变化，通过三极管的电流将从1mA到100mA变化。

TL431附件线路如上所示。

下面分别计算R4、R3、R2、R1的取值：

首先，R4的取值是有要求的。

因为TL431参考输入端的电流的典型值为1.8uA，为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响，一般要取流过电阻R4的电流为参考端电流的100倍以上，所以此电阻要小于。

同时由于功耗的原因，这个电阻取的大一些为宜。

一般选用常用的电阻值，这里我们先选R4为10K。

由于我们的输出电压是24V，要使R4端为TL431参考电压2.5V，故R3的值应为：

。

由于没有86K大小的电阻，可以通过串联来得到电阻值，选用47K、39K各一个。

实际还需根据稳定时的输出电压情况来进行微调。

TL431的死区电流为1mA，当阴极电流小于1mA时，TL431就无法工作。

R2是为了保证TL431的死区电流，在输出电压较高时可有可无，但是在输出电压比较低时（小于7.5V）需要考虑，一般取，即可。

1.2V为光藕的二极管前向导通压降。

般没有特殊要求，光偶的二极管电流在10mA

以下为宜。

这里我们取5mA。

则，流过R1的电流为6mA。

取Vk为最小值2.5V，则

。

光耦三极管侧的电路如总拓扑图中10所示，图中2脚应接地。

光藕三极管直接接在UC3843的COMP端。

当输出电压大于24V时，TL431的REF端电压大于2.5V，Tl431可以流过电流，光藕的二极管导通，从而控制三极管导通。

UC3842的2端接地，故1端为高电平，而当光偶的三极管导通时，1端电压被拉至低电平，导致3842输出关断，从而控制占空比。

3.6器件的选择

1）开关器件的选择

该开关管选用P沟道功率场效应管IRF3710。

IRF9540的UDS=100V,RDS=0.300Ω，I0=12A。

MOSFET上承受的最大电压为Um,考虑输出电压10%的波动,电感的反峰尖刺为稳态值的20%,且留有余量,MOSFET承受的最大电压为40V,流经的最大电流为2A,而且由于其电阻值很小,故其功耗也很小。

根据上分析,IRF3710完全可以满足设计要求。

2）续流二极管的选择

续流二极管应采用快恢复二极管,其具有开关特性好、耐压高、正向电流大等优点。

根据计算，本设计采用快恢复二极管MBR20100,其耐压值为100V,正向电流为20A,最大恢复时间为100ns,满足设计要求。

五.电路元件清单原理图及PCB图

5.1电路元件清单

R1

输入

P1

R2

输出

P2

R3

IN5822

1个

R4

IN4148

1个

R5

TL431

1个

R6

PC817

1个

R7

UC3824

1个

R8

C1

R9

C2

R10

C3

输入

P1

输出

P2

5.2原理图

5.PCB图

六测试结果及结果分析

6.1测试结果

加入负载之后的输入电压，输出电压及输出电流。

测试数据

要求电压

（V）

15

15

15

15

15

15

15

输出电流

（mA）

798

903

1004

1124

1263

1386

1520

实际输出电压（V）

7.9

7.7

77.5

7.2

7.0

6.8

6.5

6.2测试结果分析

由上面两个表的对比可以明显发现，加入输出反馈后，电路明显比不加反馈稳定。

如果电路未加入反馈电路，输出的电压就不能反馈给UC3842的引脚。

因为电路在焊接后，各引脚的电阻电容都已经固定，那么他的频率和脉宽都是固定的了。

当电路中电流增大，产生的影响也随之增大。

由于不能反馈到控制芯片，他的脉宽就不能自动变化，输出的占空比也是一成不变的。

虽然输出电路端虽然加入了反馈电路，但输出电压还是和要求输出电压有所不同。

不过还好，误差都在允许范围内。

由表可以得出，在输出端电流变大时，误差也在慢慢变大，他们之间成正比的关系。

造成上面的误差有几个方面，比如漏磁、噪声、采样、器件分压等。

任何变压器都存在漏感，但开关变压器的漏感对开关电源性能指标的影响特别重要。

由于开关变压器漏感的存在，当控制开关断开的瞬间会产生反电动势，容易把开关器件过压击穿；漏感还可以与电路中的分布电容以及变压器线圈的分布电容组成振荡回路，使电路产生振荡并向外辐射电磁能量，造成电磁干扰。

为当变压器最低振动频率（fundamentalfrequency）低于20KHz时，会产生音频噪声。

另一个为用于RCD（电阻、电容、二极管）Snubbe之陶瓷电容具有压电特性，亦会产生音频噪声。

而音频噪声强度与电流流过变压器及（或）Snubber电容的大小及最低振动频率有关。

七重要元件简介

7.1UC3842

3.5UC3842电路设计

由于本论文采用是以UC3842为脉宽控制核心的反激变换器开关电源方案，所以UC3842的应用是方案成败的关键。

UC3842是一种高性能的固定频率电流型控制器，单端输出，可直接驱动晶体管和MOSFET，具有管脚数量少、外围电路简单、安装与调试简便、性能优良、价格低廉等优点，在100W以下的开关电源中有很好的应用前景。

其内部逻辑如下图12。

1）使用引脚说明

第1脚为误差放大器E/A的输出端。

第2脚为误差放大器的“―”输入端，取样电压由此输入。

一般都将第1脚和第2脚之间用电阻和电容器接成负反馈电路，如图2所示。

其中电阻R1是为完成直流负反馈用，直流负反馈电阻R1的电阻值越小，负反馈就越深，误差放大器E/A的放大倍数就越小，频带就越宽，静态工作点就越稳定，温度特性就越好。

电容器C1能完成高频负反馈的作用，能有效地消除高频寄生振荡，电阻R1和电容C1构成的电路也叫“补偿电路”。

第3脚为电流反馈输入端。

电流比较器A3输出电压的高低，是由它的两个输入端电压共同决定的，A3的输出电压的变化，能控制R―S触发器“Q反”输出脉冲宽度的变化。

R―S触发器是