大牛开关电源设计全过程笔记.docx

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大牛开关电源设计全过程笔记

反激变换器设计笔记

1、概述

开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。

本文step-by-step介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015o

基本的反激变换器原理图如图1所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W〜60W）开关电源应用场合,反激变换器（FlybackConverter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。

简单、可靠.低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。

2、设计步骤

图2辰激变换器设计步橐

接下来，参考图2所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器

IStepl：

初始化系统参数

输入电压范国：

Vinmin_AC及Vinmax_AC

——电网频率:

fline（国内为50Hz）

……输出功率：

（等于各路输出功率之和）

……初步估计变换器效率：

n（低压输岀时，n取0.7〜0.75,高压输出时，n取0.8〜0.85）根据预估效率，估算输入功率：

（2）

对多路输出，定义KL（n）为第n路输出功率与输出总功率的比值:

单路输出时，KL（n）=1.

（范例）Stepl：

初始化系统参数——输入电压范围：

90〜265VAC——电网频率：

fiine=50Hz——输出：

（主路）V。

辺=5V,Iouti=lA；

（辅路）Vo«2=15V,Iouc2=0」A

则：

出=乙図心+%讣—2=6.5炉-••…预估变换器的效率：

n=o.8则：

=吃=8.2507

Kli=0.769,Kl?

=0.231

Cbulk的取值与输入功率有关•通常.对于宽输入电压（85〜265VAC）・取2〜3nF/W：

对窄范用输入电压（176〜265VAC）,取lpF/W即可，电容充电占空比Dch—般取0・2即可。

毎个周期只彳m时何段内，电网

对Cbulk电容充取

图3Cbulk电容充放电

-般在整流后的最小电压VinminDC处设计反激变换器，可由Cbulk计算VinminDC：

（范例）Step2：

确定输入电容

宽压输入.取2—3uF/W-ChnikBZ20uF即可.实际设计中可采用15uF+4.7uF的两个400V高压电解电容并联。

贝％Cz=19.7uF。

——计算整流后竝小直流电压，

3.Step3：

确定最大占空比Dmax

反激变换器有两种运行模式：

电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。

两种模式各有优缺点，相对而言，DCM模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM模式的二极管反向恢复的问题。

此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM模式存储的能量少，故DCM模式的变压器尺寸更小。

但是，相比较CCM模式而言，DCM模式使得初级电流的RMS增大，这将会增大MOS管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。

因此，CCM模式常被推荐使用在低床大电流输出的场合，DCM模式常被推荐使用在高斥小电流输出的场合。

图4反激变换器

对CCM模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。

而DCM模式反激变换器，输入到输出的电圧增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM模式的电路设计变得更复杂。

但是，如果我们在DCM模式与CCM模式的临界处（BCM模式）、输入电圧最低

（Vinmin.DC）＞满载条件下，设计DCM模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。

于是，无论反激变换器工作于CCM模式，还是DCM模式，我们都可以按照CCM模式进行设计。

如图4（b）所示，MOS管关断时，输入电压Vin与次级反射电压nVo共同叠加在MOS的DS两端。

最大占空比Dmax确定后，反射电压Vor（即nVo）、次级整流二极管承受的最大电压VD以及MOS管承受的最大电压Vdsmax,可由下式得到：

X

inDC

max

（7）

通过公式（5）（6）（7）,可知，Dmax取值越小，Vor越小，进而MOS管的应力越小，然而,次级整流管的电压应力却增大。

因此，我们应当在保证MOS管的足够裕量的条件下，尽可能增大Dmax,來降低次级整流管的电压应力。

Dmax的取值，应为保证Vdsmax不超过MOS管耐压等级的80%：

同时，对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM模式条件下，当占空比超过0.5时，会发生次谐波震荡。

综合考虑，对于耐床值为700V（NCP1015）的MOS管，设计中，Dmax不超过0.45为宜。

（范例）Step3：

确定最大占空比EUx

•一一NCP1015需工作于DCM模式，低压満载时，占空比最大，此时；DmJK=0.45

-••…由公式（5）计算反射电压；

K=—xV.*=sor

4>r]DC

4.Step4：

确定变压器初级电感Lm

对于CCM模式反激，当输入电压变化时，变换器可能会从CCM模式过渡到DCM模式，对于两种模式，均在最恶劣条件下（最低输入电压、满载）设计变压器的初级电感Lm。

由下式决定：

其中,fsw为反激变换器的工作频率，KRF为电流纹波系数，其定义如下图所示:

图5流过MOS管的电流波形及电流纹波系数

对于DCM模式变换器，设计时KRF=lo对于CCM模式变换器，KRFvl,此时，krf的取值会影响到初级电流的均方根值（rms）,krf=-"越小，越小，mos=“”管的损耗就会越小，然而过小的krf=""会增大变压器的体积，设计时需要反复無量。

一般而言，设计ccm=””模式的反激变换器,宽压输入时（90〜265vac）,krf=,n,取0.25〜0.5；窄压输入时（176〜265vac）,krf=,H,取0.4〜0.8="H>

一旦Lm确定，流过MOS管的电流峰值Idspeak和均方根值Idsrms亦随之确定：

（9）（10）

（11）

（12）

AZ=

设计中，需保证Idspeak不超过选用MOS管最大电流值80%,Idsrms用來计算MOS管的导通损耗Pcond,Rdson为MOS管的导通电阻。

P-

cond

^dsrms*^dson

（范例）Step4：

确定变压器初级电感

……由公式8确定变压器的初级电感Lm,由于NCP1015工作于DCM模式，Krf=1：

（V.•nrxD）2

切二=二1.19mH

2心仁弧

——由公式（9）（10）分别计算初级和lcknns：

Gpeak二TEDC+¥=0369.4^=^3x（7£DC）2+（y）2=0.143^

-•■…计算MOS导通损耗：

Pc—R»0.224JV

5.Steps：

选择合适的磁芯以及变压器初级电感的匝数

开关电源设计中，铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯，可被加工成多种形状，以满足不同的应用需求，如多路输出、物理高度、优化成本等。

实际设计中，由于充满太多的变数，磁芯的选择并没有非常严格的限制，可选择的余地很大。

其中一种选型方式是，我们可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。

如果没有合适的参照，可参考下表：

图6不同形状的铁氧体磁芯及骨架

OutputPower

Elcore

EEcore

EPCcore

EERcore

0-10W

EI12.5EI16EI19

EE8

EE10

EE13

EE16

EPC10

EPC13

EPC17

10-20W

EI22

EE19

EPC19

20-30W

EI25

EE22

EPC25

EER255

30-50W

EI28EI30

EE25

EPC30

EER28

50-70W

EI35

EE30

EER28L

70-100W

EMO

EE35

EER35

100-150W

EI50

EE40

EER40

EER42

150-200W

EI60

EE50

EE60

EER49

选定磁芯后，通过其Datasheet査找Ae值，及磁化曲线，确定磁通摆幅△B,次级线圈匝数由下式确定：

化曲线

其中，DCM模式时，4B取0.2〜0.26T；CCM时，△B取0.12〜0.18T。

3■響尸*屯横

图7磁芯特性

（范例）Step5：

选择合适的磁芯并确定初级电感Ln.的匝数

•■…磁芯选择EFD20,查看磯芯手册可知，Ae=31mm2

DCM模式，磁通摆幅AB取0.21T,由公式（14）计算初级电感Lm匝数:

6.Step6：

确定各路输出的匝数

先确定主路反馈绕组匝数，其他绕组的匝数以主路绕组匝数作为参考即可。

主反馈回路绕组匝数为:

（15）

N=Vouti+VfixN

SiTTP

则其余输出绕组的匝数为:

辅助线圈绕组的匝数Na为:

（17）

NVauk+VFaxN

%+嗜

（范例）Stcp6:

确定各路输出的匝数……由公式15确定主路输出的匝数:

心=也+仏匕=5

HVp

or

一一由公式16确定辅路匝数：

xR]=14

IC供电绕组电压为20V.由公式17确定辅助绕组匝数:

7.Step7；确定每个绕组的线径

根据每个绕组流过的电流RMS值确定绕组线径。

初级电感绕组电流RMS：

次级绕组电流RMS由下式决定:

P为电流密度，单位：

A/mm2,通常，当绕组线圈的比较长时（>lm）戲圈电流密度取5A/mm2；当绕组线圈长度较短时，线圈电流密度取6^10A/mm2o当流过线圈的电流比较大时，可以采用多组细线并绕的方式，以减小集肤效应的影响。

（21）

A

Kf

其中，Ac是所有绕组导线截面积的总和，KF为填充系数，一般取0.2〜0.3.

检査磁芯的窗口面积（如图7（a）所示），大于公式21计算出的结果即可。

（范例）Step7：

确定每个绕组线径

同理可计算出次级主路及次级辅路绕组线径：

D・i=O.531mm■D严0・188mm。

所以.初级线匮可选线径为0.16mm的漆包线；次级主路绕组可选择线径为0.22mm的漆包线.三根并绕：

次级辅路可选择线径为0.18mm的漆包线.

8.Step8：

为每路输出选择合适的整流管

每个绕组的输出整流管承受的最大反向电圧值VD（n）和均方根值IDrms（n）如下:

（24）

选用的二极管反向耐床值和额定正向导通电流需满足:

Vrrmh1・3x冬心）

（25）

（范例）steps：

为每路输岀选择合适的整流管由公式22、公式23分别计算每一路整流二极骨的最大反向耐压值，和电流RMS值。

次级主路：

Vd」=30V\lDrnisi=l.77A

所以，可选用SK36O,或SR360.

——次级辅路：

Vd-92V,lDng二0.188A

所以，可选用SS1200.

9.Step9：

为每路输出选择合适的滤波器

第n路输出电容Cout（n）的纹波电流Icaprms（n）为:

caprms^n）

选取的输出电容的纹波电流值Iripple盂满足：

输出电压纹波由下式决定:

（28）

X久卫*IdspeakXX^c（h）X^Z（pi）Co啦（町Xfa

有时候，单个电容的高ESR,使得变换器很难达到我们想耍的低纹波输出特性，此时可通过在输岀端多并联儿个电容，或加一级LC滤波器的方法来改善变换器的纹波噪声。

注意：

LC滤波器的转

折频率要大于1/3开关频率，考虑到开关电源在实际应用中可能会带容性负载，L不宜过大，建议不超过4.7nHo

（范例）Step9：

为每路输出选择合适的滤波器

…一次级主路：

由公式26可得：

Icaproul=1.46A

可选择两个470pF<16V）的Rubycon电解电容组成CLC滤波器，L取和&一一次级辅路；

Ieapnntl=0.12A.

可选择两个100pF<25V）^Rubycon电解电容组成CLC滤波器，L取3・3问,

10.SteplO：

钳位吸收电路设计

如图8所示，反激变换器在MOS关断的瞬间，由变压器漏感LLK与MOS管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS管的漏极，如果不加以限制，MOS管的寿命将会大打折扣。

因此需要采取措施，把这个尖峰吸收掉。

图8MOS管关断时漏极电压波形

反激变换器设计中，常用图9（a）所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路（RCD钳位吸收）。

RCIamp由下式决定，其中Vclamp一般比反射电压Vor高出50〜100V,LLK为变压器初级漏感，以实测为准，

^LkX（亦X^dspeak

图9RCD钳位吸收

CCIamp由下式决定，其中Vripple一般取Vclamp的5%〜10%是比较合理的:

输出功率比较小（20W以下）时，钳位二极管可采用慢恢复二极管，如1N4007：

反乙则需要使用快恢复二极管。

〈范例）Step10：

吸收缓冲电路设计

计算g徐乎P由下式决定

Cciamp由下式决定:

11.Stepll：

补偿电路设计

开关电源系统是典型的闭环控制系统，设计时，补偿电路的调试占据了相当大的工作最。

目前流行F市面上的反激控制器，绝大多数采用峰值电流控制控制模式。

峰值电流模式反激的功率级小信号

可以简化为一阶系统，所以它的补偿电路容易设计。

通常，使用DeanVenable提出的TypeII补偿电路就足够了。

在设计补偿电路之前，首先需要考察补偿对象（功率级）的小信号特性。

如图8所示，从IC内部比较器的反相端断开，则从控制到输出的传递函数（即控制对象的传递函数）为：

图10反激变换器反馈回路

附录分别给出了CCM模式和DCM模式反激变换器的功率级传递函数模型oNCP1015工作在DCM模式，从控制到输出的传函为：

其中:

Voutl为主路输出直流电床，k为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数（对NCP1015而言，k=0.25）,m为初级电流上升斜率，ma为斜坡补偿的补偿斜率（由于NCP1015内部没有斜坡补偿，即ma=O）,Idspeak为给定条件下初级峰值电流。

于是我们就可以使用Mathcad（或Matlab）绘制功率级传函的Bode图:

在考察功率级传函Bode图的基础上，我们就可以进行环路补偿了。

前文提到，对丁•峰值电流模式的反激变换器，使用DeanVenableTypeII补偿电路即可，典型的接线方式如下图所示：

图12TypeII补偿网纟

通常，为降低输出纹波噪声，输出端会加一个小型的LC滤波器，如图10所示，LI.C1B构成的二阶低通滤波器会影响到环路的稳定性，LI、C1B的引入，使变换器的环路分析变得复杂，不但影响功率级传函待性，还会影响补偿网络的传函特性。

然而，建模分析后可知：

如果LI、C1B的转折频率大于带宽fcross的5倍以上，那么其对环路的影响可以忽略不计，实际设计中，建议L1不超过4・7时。

于是我们简化分析时，直接将L1直接短路即可，推导该补偿网络的传递函数G⑸为:

（33）

RpuiiupxCTR

其中:

11

'匕=，—

R\xCgRpuiiupx（cpob+Qp）

CTR为光耦的电流传输比,Rpullup为光耦次级侧上拉电阻（对应NCP1015,Rpullup=18kO）,Cop为光耦的寄生电容，与Rpullup的大小有关。

图13（來源于SharpPC817的数据手册）是光耦的频率响应特性，可以看出，当RL（即Rpullup）为18kQ时，将会带来一个约2kHz左右的极点，所以Rpullup的大小会直接影响到变换器的带宽。

Q）尢电為

图13光耦的频率响应

kFactor（k因子法）是DeanVenable在20世纪80年代提出来的,提供了一种确定补偿网络参数的方法。

图14k因子确定零点和极点的位置

如图14所示，将TypeII补偿网络的极点wp放到fcross的k倍处，将零点wz放到fcross的1/k处。

图12的补偿网络有三个参数需要计算：

RLed,Cz,Cpole,下面将用kFactor计算这些参数:

图15动态负载时输出电压波形

--…确定补偿后的环路带宽fcross：

通过限制动态负载时（△lout）的输出电斥过冲最（或下冲量）

△Vout,由下式决定环路带宽：

CFOSSAT7"C

△乙x2x”xCm

考察功率级的传函特性，确定补偿网络的中频带增益（Mid-bandGain）：

（35）

Rptdlup

io%w）i）

——确定DeanVenable因子k：

选择补偿后的相位裕mPM（一般取55。

〜80。

）,由公式32得到fcross处功率级的相移（可由Mathcad计算）PS,则补偿网络需要提升的相位Boost为：

（36）

Boost=PM-PS-巴

2

则k由下式决定：

补偿网络极点（wp）放置于fcross的k倍处，可由下式计算出Cpole:

补偿网络零点（wz）放置于fcross的1/k倍处，可由下式计算出Cz：

（范例）Stepl1:

补偿电路设计

••确定补偿后的环路带宽faon：

△Vou产250mV.Iour^O.SAt（?

呃尸940pF：

•“…考蔡功率级的传函特性，确定补偿网络的中频带增益（MubbandGain）：

确定DeanVenable因子匕取PM=703（即7n/18）.PS=-1OO°（由Mathcad计算得出人

则Boost=PM-PS-90

f,BoOSt兀、r—

k-tan（+—）二3.2424

——补偿网络极点（\、・p）放愛于txz的k倍处.由公式38计雾出CgjCo^2nF:

补悽网络暮•点（"）放賣于fc^的1/k倍处，可由下式计算出G:

T—=22QnF

2x4-x/?

1X^«

3仿真验证

计算机仿真不仅可以取代系统的许多繁琐的人工分析，减轻劳动强度，避免因为解析法在近似处理中带来的较大误差，还可以与实物调试相互补充，最大限度的降低设计成本，缩短开发周期。

本例采用经典的电流型控制器UC3843（与NCP1015控制原理类似），搭建反激变换器。

其中，变压器和环路补偿参数均采用上文的范例给出的计算参数。

仿真测试条件：

低床输入（90VAC,双路满载）

1・原理图

图17仿真原理图

2.瞬态信号时域分析

图18启动60ms内整流桥后电压波形

从图18可以看出，最低Cbulk上的最低电压为97.3V,与理论值98V大致相符。

图19Cclamp吸收电容两端电压波形

图20启动60ms内mos管DS电压液形

图21穩定时DS电虫波形

图23输出电&启动发形（红线为15V辅络.绿线为5V主路）

3・交流信号频域分析

图24功率级小倍号特性

图25朴偿网络传函特性

图26补偿后变换器开坏小侶号特性

4.动态负载波形测试

测试条件：

低压输入,满载,主路输出电流0.1A-1A-0.1A,间隔2.5ms,测试输出电床波形。

图27主路綸岀动态泼形

1.PCBlayout—大电流环路包围的面积应极可能小"走线要宽・

图28PCBlayout一大电流环路

2.PCBlayout—高频（di/dt、dv/dt）走线

a.整流二级，钳位吸收二极管，MOS管与变床器引脚，这些高频处，引线应尽可能短‘layout时避免走直角；

b.MOS管的驱动信号，检流电阻的检流信号，到控制IC的走线距离越短越好；

c.检流电阻与MOS和GND的距离应尽可能短。

d.

29PCBlayout-高频走线

初级接地规则，

a.所有小信号GND与控制IC的GND相连后，连接到PowerGND（即大信号GND）；

b.反馈信号应独立走到IC,反馈信号的GND与IC的GND相连。

次级接地规则：

a.输出小信号地与相连后，与输出电容的的负极相连；

b.

输出采样电阻的地要与基准源（TL431）的地相连，

图30PCBlayout—地

iKjdVdt.dv/dtttfibPCB左或it他角

Vcc^W

GND

阳JGNDV

PowerGND

Vout

水出环lllinj

6.总结

本文详细介绍了反激变换器的设计步骤，以及PCB设计时应当注意的事项，并采用软件仿真的方式验证了设计的合理性。

同时，在附录部分，分别给出了峰值电流模式反激在CCM模式和DCM模式工作条件下的功率级传递函数。

附录：

峰值电流模式功率级小信号

对CCM模式反激，其控制到输出的传函为：

峰值电流模式的电流内环，本质上是一种数据采集系统，功率级传函由两部分Hp⑸和Hh⑸串联组成，其中

Hh⑸为电流环电流采样形成的二阶采样环节（由RayRidley提出）：

（42）

（1+竺）x（1—D）—0.5

1+5X-

f

J

其中:

上式中，PO为输出总功率，k为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数，Voutl为反馈主路输出电压，Rs为初级侧检流电阻，D为变换器的占空比，n为初级线圈NP与主路反馈线圈Nsl的匝比，m为初级电流上升斜率，ma为斜坡补偿的补偿斜率，Esr为输出电容的等效串联电阻，Cout是输出电容之和。

注意：

CCM模式反激变换器，从控制到输出的传函，由公式40可知，有一个右半平面零点，它在提升幅值的同时，带來了90。

的相位衰减，这个零点不是我们想要的，设计时应保证带宽频率不超过右半平面零点频率的1/3：

由公式41可知，如果不加斜坡补偿（ma=0）,当占空比超过50%

时，电流坏震荡，表现为驱动大小波，即次谐波贯荡。

因此，设计CCM模式反激变换器时，需加斜坡补偿。

对DCM模式反激，控制到输出的传函为：

其中:

Voutl为主路输出直流电压，k为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数，m为初级电流上升斜率，ma为斜坡补偿的补偿斜率,Idspeak为给定条件下初级峰值电流。