宽带函数发生器设计详细.docx

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宽带函数发生器设计详细

7.3宽带函数发生器

7.3.1实用的函数发生器

用于低频电路实验的正弦波信号发生器有第4章介绍的文氏电桥振荡器等，但原理上不利于产生超低频振荡。

若考虑作为实用的振荡器，频率范围为0.05Hz~2MHz，除正弦波以外，还有方波和三角波输出，而且变为实际需要由外部进行电压控制频率（VCF：

VoltageControlledFrequency）的振荡器。

这里考察一下设计制作具有上述功能的函数发生器。

图7.13是这种电路的框图，它用电压控制的恒流源、充放电用定时电容Ct和比较器产生三角波和方波，这部分原理与7.2节介绍的简易型函数发生器相同。

产生正弦波可采用将三角波变换为正弦波的正弦变换方式。

频率量程的切换由恒流值与定时电容决定。

输出开路时输出放大器的输出电压为

负载时输出电压为

，因此，电源电压要为

17V。

另外，为了忠实地放大2MHz的方波，漂移一定要小，因此，采用运算放大器与分立元件构成的宽带放大器，即复合式放大器。

失调的调节也非常方便，例如，方波的振幅为5Vp-p，也用于驱动TTL集成电路。

输出是终端阻抗为50

的不平衡式衰减器，各自衰减为

dB，

20dB，

20dB，将其加在一起总衰减为50dB，而且考虑前面板上可调电阻的20dB的衰减。

另外，考虑内有50

终端阻抗的衰减器，这样，波形不会出现振铃振荡。

同步输出是用于示波器测量同步，输出+5VP的脉冲，用1个TTL集成电路可直接驱动同步电路。

7.3.2定时电容充放电电路

市售的函数发生器的电路结构有图7.14所示的积分方式（参见7.2节内容），以及图7.15的充放电电路加上高速缓冲器的方式，但原理完全相同。

积分方式不利于高速工作（难以构成高速积分电路），这里实现的目的是函数发生器，工作频率可到2MHz，采用恒流源对定时电容的充放电方式。

图7.16是获得正负对称性非常好的恒流输出的实例，该恒流对定时电容进行充放电。

电路中，运算放大器A1和A2对称电路的工作方式，对于

10V的电源可得到VC1与VC2控制电压。

若晶体管的基极电流和运算放大器的输入偏置电流忽略不计，RC1和RC2上的电压各自为

其电压值为0~1V。

对于这样的对称电路结构，而定时电容充放电可以是非对称的，于是可简单得到非对称波形。

这时，RCl与RC2阻值的一部分作为可调电阻与其串联，如RCl+VR1＝RC2+VR2那样的串联可调电阻。

运算放大器A3和晶体管Tr3构成正恒流输出电路，若+10V作为基准接地点，则容易理解其工作原理。

图7.17是得到三角波的电路，它采用二极管桥式选通电路，对恒流源的极性进行切换，从而使电容Ct进行正/负充放电而产生三角波。

例如，比较器输出为正电位时，流经二极管D1的电流i+对C1正向充电。

其后，若达到比较器的基准电压（+2.5V），则比较器输出变负，现D2流经电流

，则Ct放电。

当Ct上电压放电达到

V时负向充电，比较器将反转动作。

这样，电容Ct电压为三角波，比较器输出方波。

7.3.3三角波变换为正弦波的折线近似法

图7.18是正弦变换器原理图，为了便于理解其工作原理，只示出正向部分。

具有线性斜率的三角波通过二极管折线近似可以变换为正弦波。

正弦波零附近为线性，电压依次逐渐增大，通过二极管D1~D4变为斜率小的波形。

决定偏置电压E1~E6时必需使波形失真最小，由正弦波形可知，相位越接近90°偏置电压（二极管导通电压）的间隔越小。

这部分电阻值与偏置电压的计算比较复杂，因此，可引用HP公司函数发生器3312A手册中数据。

7.3.4输出放大器与衰减器的设计

作为函数发生器的输出放大器，要求的性能是宽带性与直流漂移小，这两个要求一般是矛盾的，因此，很少有特殊的情况，一般采用集成电路与分立元件构成的复合式放大器。

图7.19是反转型宽带复合式放大器的构成。

运算放大器A2放大低频范围的信号，晶体管构成的宽带放大器A1放大高频范围的信号。

运算放大器的虚拟接地点电位为零，这是指运算放大器A2的环增益非常大时而言。

对于不能响应的频率信号，A2的虚拟接地点的电位就不为零，因此，宽带放大器应对此信号进行反相放大。

通常用晶体管的宽带放大器A1对运算放大器A2的输出进行同相放大，这是增益A＝

R2/R1的反相放大器的工作状态。

但整体上看为宽带放大器，因此，要考虑相位补偿使其不发生异常振荡或振铃。

本电路采用lpF的电容C402，3pF的C404构成补偿电路（参见图7.23的电路）。

宽带放大器是一种对称推挽放大器，输出级使用功率MOSFET。

各级设有偏置电路使其为有限的较大集电极电流，改善的仅是高频特性。

终端阻抗Z＝50

的输出级衰减器的参数计算如下。

首先，令衰减量为10dB，求出k。

，则有

同样，衰减量为20dB时，A＝10，则有

实际上从E系列的阻值中选用最接近计算的电阻值，构成非常准确的衰减器时，有效数字到3位即可。

.

衰减器的真正的终端阻抗不是接在端头上，就不能得到准确的衰减量，要注意这一点。

7.3.5电源的设计

本电路的电源电压为±17V（运算放大器的最大额定电压±18V），恒流源电路的电压为±10V，但±10V电路消耗的电流非常小，因此，与±17V电源串联6V稳压管得到此电压（17-6

10（V））。

想要说的是，输出放大器应供给近±20V的电压，但为了简化电源，使用±17V电压。

三端集成稳压器中没有17V的标准，为此，采用标准的15V稳压器在其公共端用电阻分压注入2V电压，这样就得到±17V的电压。

若集成稳压器的电压VR=15V，R501与R502的分压比为n，空载时集成稳压器消耗电流为IQ，则集成稳压器升压时输出电压VO为

若

为

，则

应为

。

印制电路板上可考虑实装一个可调电阻和一个固定电阻，这样，电压要比

17V高

0.5V以上时，稍改变固定电阻或者可调电阻（200

）就可得到需要的电压。

图7.20～图7.24是本函数发生器各部分电路图，而照片7.6示出该函数发生器内部结构图。

由两块印制电路板构成，每块板上元器件都标有编号。

例如，“2”块板上R1标为R201，印制电路板的连接如图7.25所示。

7.3.6频率控制器（VCF）的调整.

VCF输入0~10V电压，用电阻对其分得5V（max）电压加到IC101上。

各量程的最高频率可用电阻R111~R124进行调节，量程设定为

1k，在VCF端加上+10.0V电压，调节VR102，使频率为2.00kHz。

这时，FREQ度盘上电阻值为零，或将R108短路。

1M量程受到杂散电容的影响，因此，用C113（微调电容）调为2.00MHz。

FREQ度盘的调节是使电位器两端电压为

0.5V那样设定VR101，但稳压二极管一定要使用

的器件。

各量程的最高频率有很大偏差时（C108～C112电容值不准确），由R111~R124进行微调。

调节VR104使方波的占空比为1：

1。

用量程切换开关切换定时电容时，采用的方法要考虑不包括按下按钮开关的杂散电容。

尤其是

1MHz量程的计算电容值约为400pF，但加上比较器等传输延迟与响应时间，再加上杂散电容，则使用200pF固定电容+30pF微调电容。

缓冲放大器使用JFET（2SK30AGR），其漏极电流JD分散性较大，使用

时，TP6的电压应为零（这时TP5接地），即使不为零，在

0V以内也可。

可用R130调节偏置电流。

7.3.7高速比较器与限幅电路的调整

比较器需要高速器件，这里高速比较器LM360中增设电平移动电路，用-

的箝位信号进行正反馈，构成滞后比较器。

比较器的基准电压为

2.5V，R205与R206，R20l与R202电阻分压得到的信号与此基准电压通过比较器进行比较。

因此，输入端电压为

5V时，比较器反转工作。

然而，比较器响应需要时间，因此，三角波的振幅与时间延迟成比例增大。

为此，与R203同C201的串联电路并联电阻R201进行补偿。

限幅电路中使用稳压二极管（RD6A），若使用VZ不一致的二极管，则比较器的基准电压变为非对称，因此，要注意这个问题。

接入电源线路的线圈是在铁氧体磁环上绕2匝导线的线圈。

由于比较器为高速开关工作，因此，电源线上混入脉冲状噪声。

这里使用去耦电路，使这些噪声不影响其他电路。

7.3.8正弦变换器与输出放大器的调整

正弦变换器调整时交互调节VR301与VR302使波形失真最小，但不用失真仪进行测试就不能得到正确的数据。

若是非常好的正弦波，则失真率在0.2％以内，但用示波器边观测边调节，也可使失真率在1％以内。

该正弦变换器设计的输入信号电平为10Vp-p，因此，使用时输入电压约为10Vp-p。

由于直流环路是由运算放大器构成的，因此，输出放大器的直流失调不用调节。

除此以外，用相位补偿电容C404调节开环频率的响应，用C402调节使其与闭环特性一致。

C401为半固定微调电容，用于补偿在VR（调节输出电平）附近接线产生的杂散电容、输出放大器本身波形的变钝。

调节输出方波，使其上升与下降产生的振铃最小那样决定电路常数。

输入级差动放大器施加偏置使各自电流为5mA，发射极接入1.8k

电阻。

中间级加偏置使其电流约为8mA，因此，R416的两端电压约为0.4V。

由R415调节输出级的偏置，漏极允许损耗范围较大（约30mA）。

7.3.9各部分工作波形

为了深刻理解正弦变换器的工作原理，现说明有关照片所示的各部分波形，函数发生器是产生三角波的基本电路，照片7.7示出由恒流源对电容Ct充放电的波形。

Tr104构成负恒流源，集电极电压变为负斜率波形。

若比较器与基准电压一致，则二极管开关（D106~108）反转动作，切换到正恒流源从而产生正斜波。

缓冲器输出（TP6）为正负斜波合成的波形。

照片7.8示出正弦变换器的折线工作波形，正弦波相位角接近0°，因此，低电压时要增设限幅器。

由于低电压的斜率比1稍小即可，因此，串联电阻可以设定较大值。

照片7.9示出1kH。

频率振荡时各函数的波形。

照片上边是主输出波形，其余是同时观测的正弦变换器输出波形、缓冲器输出波形、比较器（R221两端）输出波形。

主输出与比较器的输出关系为反相，为此，输出放大器为反相放大器。

照片7.10示出工作频率升高到1MHz时，方波有些地方是不同的，但正弦波和三角波都是正确波形。

照片7.11示出从比较器输出上升（约20ns）到主输出（50n终端时电缆长lm）

之间的关系，上升时间为40ns，传输延迟时间为25ns。

照片7.12示出主输出上升与下降之间的关系，但下降有些缓慢。

输出电路本身的性能非常好，但为了减小电缆的电容与波形的振铃，在BNC接插件两端增设RC串联回路，它对输出电路的性能有些影响。

最后，考察一下VCF的工作情况，函数发生器的应用扩展到电压控制振荡器（VCF），这是用外部0~+10V控制信号控制振荡频率的电路。

照片7.13示出输入0～+5V斜波时频率调制（扫频）工作波形。

这时，初始设定为最低振荡频率，但一定为适当值，然而，可变频率范围变窄。