基于音频的16位Sigmadelta AD转换器的研究.docx
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基于音频的16位SigmadeltaAD转换器的研究
基于音频的16位Sigma-deltaAD转换器的研究
Abstract
Abstract
OneaudiosignalprocessingSIGMA-DELTA(∑-A)AnaologtoDigimlConverter(ADC)isintroducedinpaper,whichhas16bitsresolution.TheDCGnonlinearityoftheintegrators,whichisnotconsideredinmany∑-△modulators’modelingattempts,isanalyze,estimated,andmodeledbythepaper.Precisebehavioralmodding
ofswitched.capacitormodulatorsispresented,consideringnoise(switches‘andop。
amps
thermalnoise),clockjitter,nonidealitiesofintegratorsandop—ampsincludingfinite
de-gain(DCG)andunitygainbandwidthct.itisshownthatnegletingthisparameterwouldleadtoasignificantunderestimationofthemodulators’behaviorandincreasethenoiseflooraswellastheharmonicdistortionattheoutputofthemodulator.Thedesign
inthispaperUSeSalotoftechnologiestodecreasethepowerdissipationofthemodulatoranddi西talfilterintheADCsystem:
UsesaCascodeclassABvoltageOPiIlthemodulator,becauseofitsmuchsmalleroperatingcurrentthantheOTPOP’S.Anda
dynamiccomparatorwithnoDCpowerdissipationisusedinthemodulator.Inthedigitalfilteritfindthemostsimplifiedfi'amworkandthemostoptimizedlengthofthefiltercoefficients,SOCansimplifythecaculaterandreducethepowerdissip·ationinthe
digitalcircuits.
Keyword:
oversamplingnoise-shampingZ-AmodulatorADconverters
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第一章绪论
第一章绪论
1.1选题背景与意义
随着技术的进步,人们对于数据转换的要求越来越高,模数转换器也正朝着低功耗、高速、高分辨率的方向发展。
过采样∑—△调制技术广泛应用于数模混合电路中,近几年来在低成本、高线性度、高分辨率,低功耗、低电压的信号处理场,Sigma-deltaADC得到了广泛的研究使用。
相对于其它A/D转换器,Z-AA/D
具有抗干扰能力强,量化噪声小,分辨率高和线性度好的特点,是目前A/D转换
器研究中的一个热点。
我国目前ADC的发展和国际水平相比还存在着较大的差距,成熟的产品也比
较少。
而国外ADC通常都是单片的,价格昂贵;由于国外公司不提供ADC的口核,因此,这严重制约了我国开展高性能通信和多媒体SOC芯片的设计与研究。
只依赖国外的高性能转换器而不开发本国的高性能转换器,不利于我国芯片产业
的发展。
从国内目前取得的研究成果看,大多数采用的方式都是反向设计,抄板,
仿制主流AD转换器,设计水平和对体系结构的研究与国际先进水平存在差距。
随着∑-AA/D的分辨率越来越高,通常采用高的过采样比,带来功耗,工艺以及其它基础问题矛盾激化。
随着市场的发展,数字与模拟的结合越来越显得必要。
那么∑-AA/D的研究与运用非常具有意义,本论文选题是基于市场与研究的结合而提出。
1.2∑-△加调制器的主要研究方向
目前国际上∑-△A/D的主要研究方向和成果有:
1、噪声整形技术
不同结构的∑—△A,D调制器对噪声的压制能力有很大不同¨1,比如某二阶的
调制器对噪声的抑制能力也许高过某三阶的调制器。
对于同阶的调制器来说,不同的参数将导致不同的噪声整形能力,如何能在结构上或基于某种结构的参数上进行优化来达到最佳噪声整形是对噪声整形技术的研究目的。
2、稳定性技术由于高阶调制器中的开关电容积分器、量化器容易产生过载,如何能够在实
现好的噪声整形的同时达到高稳定度是一个研究方向,目前提出提高稳定度的方
法分为三类:
第一类是用稳定的低阶调制器级联而成高阶调制器。
卜1第二类是用多位量化器,是多电平反馈结构。
p1第三类方法是针对高阶单环路调制器的,主要方法有通过限制调制器的输入范围一邓j、改变各积分器输出信号、外加检测过载
基丁二音频的16位Sigma—deltaAD转换器的研究
信号并复位网路,以及使用前馈和反馈网络等方法来置稳。
3、低电压
现代的消费电子产品和便携式电子产品通常使用单节或两节电池供电,供电电压一般为1.5V一3.6V,并且要求有比较长的工作时间,而电池容量是有限的,这就要求用低功耗电路。
因此,迫切需要低电压、低功耗的转换器。
目前,对于∑-△A/D模数转换器的低电压研究大多在∑一AA/D调制器的积分器和比较器上。
p1例
如,使用阈值较低的晶体管,通过优化他们的结构达到低功耗的目的,在积分器中使用单级运放也是设计低功耗的方法。
4、多位结构的∑-AA/D调制器多位结构的调制器可以提高转化率和分辨率,并且能够增加调制器的稳定性。
多位结构的调制器中含有一个N位的并行模数转换器和一个N位数模转换器,这种结构在大规模混合信号集成电路中实现困难,其线性度也比单比特量化差。
最近,研究人员采用所谓的数据加权平均法的动态单元匹配技术来提高多位调制器的信噪比,有报道多位调制器采用DWA技术,其在信号带宽2.5MHZ时信噪比达到88.5DB,总谐波失真一103rib。
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5、带通∑_△A/D
大多产品化的-AMD均为输入低通型,带通E-AA/D可以直接将带通模拟信号转换为数字信号,满足了当信号带宽较窄但信号中心频率却很高的情况,大量应用于无线通信领域。
¨u
1.3根据选题所要完成的论文工作和预期的结果
1)分析E-AA/D基本原理,完成16bitE-AA/D的调制器结构的提取。
并给出相应的技术参数。
2)用matlab软件对结构以及参数仿真验证与优化。
3)提出相应内部结构的Cmos电路,并仿真得出比较合适的参数。
4)整体电路优化得到比较理想的结果
5)完成部分电路版图的设计
1.4各章节安排
第一章主要介绍ADC的作用,Z-AA/D的优势及其发展方向,作者的主要工作和目的。
第二章主要以对数据转换中量化噪声的处理为主线,分析了∑一AA/D的原理。
详细分析了一阶、二阶以及高阶调制器的传输特性和信噪比。
第一章绪论3
第三章给出了课题设计的Z-aA/D调制器的系统建模设计,给出了一种新型非线性模型以及结果。
第四.五章给出Y.-,~A/D的调制器设计,包括开关电容积分器的电路设计,比较器,时钟等电路,以及他们的仿真结果。
第六章给出调制器后续的滤波器设计,以及用Matlab设计半带滤波器,和其
仿真结果。
第七章给出部分电路版图设计。
第八章本论文的结论。
第二章∑一△转换器技术基础5
第二章∑.△转换器技术基础
∑—△型A/D转换技术是通过采用∑_△调制器,利用过采样技术、噪声整形技术和数字滤波技术,以速度换精度,达到在数字域进行高精度的信号处理,在模拟域进行低精度信号处理,从而获得整体性能优越且易于集成的一种新型A/D转换技术。
由于这种A/D结构的模拟电路部分相对传统数据转换器而言比较简单,由数字电路完成主要的数据转换工作,迎合了VLSI技术的特点,成本低,功耗小,特别适合于中低频的应用,如音频和信号测量,以及用于高频窄带信号处理。
本章
将从A/D转换器的基本原理出发,分析传统模数转换方法,通过研究幅度量化过程中产生的量化误差的概念及其处理方法,在此基础上研究∑—△转换方法的工作原理,并对∑_△型A/D)转换器的结构、性能进行分析。
2.1传统的模数转换技术
真实世界的信号是时间连续和幅值连续,为了在数字系统中使用这些信号,信号被实时采样并量化为离散的幅值,尽管这两个过程都会造成原始信号的失真,但由实时采样的产生的结果失真是可以被避免的;量化信号来离散幅值则会引入误差,称为量化误差。
在采样的过程中,一个连续时间信号以相同的采样周期T均匀采样,采样周期的倒数称为采样频率.,:
=I/T频域中的采样信号为
1
YT(D=÷Y(f-nfs),在频域中的采样可以表示为信号的频谱以采样频率做周期的重
l。
复。
假设输入模拟信号的最高频率为£,那么在采样的过程中必须严格遵守采样定理:
为了从采样信号中无失真的恢复出原始信号,那么采样频率秘须至少是信号带宽f0的两倍,否则采样产生的信号频谱会发生混叠,信号不能完全的重建,同
时需要在采样之前加一个抗混叠滤波器来保证输入信号成为真正的带限信号,加抗混叠滤波器主要是为了防止一些余量信号能量在采样频率内发生混叠。
对于奈奎斯特采样,在采样频率处,抗混叠滤波器的过渡带必须有一个非常快速的衰减。
这要求前置抗混叠滤波器有非常陡峭的截止性能,因而使滤波器的实现变得困难和复杂,增加了电路设计的难度。
2.I.I理想的A/D转换器如图2.1所示的理想的模数转换器(ADC),不考虑其内部结构,ADC是把输入
模拟电压或电流信号转换为数字输出信号。
6基于音频的16位Sigma—deltaAD转换器的研究
数字输出
图2.1理想模数转换器
数字信号通常采用二进制的编码方式,还有其他多种编码形式,如格雷码,二进制补码,温度码等。
最大编码数对N位而言通常是2N。
二进制数的最左边一位称为MSB(最高有效位),最右边一位称为LSB(最低有效位),最低有效位对应于全编码范围的精度即为转换器的分辨率(resolution),所以N位转换器的分辨率为1/2N。
我们设X(t)为模拟输入量,Y(n)为经过采样量化后的二进制数字编码:
玖功=(%,%,...,龟,包,bo)(2.1)
其中既一。
是MSB,bo为LSB,并且所有位为。
或1
蠹警输出
¥fto
帆,
觋擞橇^善f"
图2.2理想模数转换器输入输出特性曲线
图2.2所示为8个量化级(3位)理想模数转换器输入输出特性曲线,使用二制编
码,其中△为量化间隔(△=%/2‘v),横轴为输/X,X(t)对参考电压场的归一化值,纵
轴为输出的数字字。
信号的量化被认为是无记忆,时间不连续和非线性的操作,幅值连续的信号通过圆整或截断处理后可以映射成为一系列的离散输出值,输入电平变化引起输出电平变化的点称为阈值电平。
在一般形式下,输入阈值电平和输出值按步长尺寸△等分,结果按统一的格式量化,在这种情况下,输入和输出之间的最大绝对差值为A/2量化误差)。
在实际中,许多数值是受到限制的,当用一
个N比特位来表示一个有效输入电平时,全部可能的输入电平数为2Ⅳ,最大绝对输入电平为2,v-1A,当输入信号超过量化器的最大量化值时,其绝对量化误差超过
△/2,将会造成量化器过载。
第二章∑一△转换器技术基础2.1.2量化误差分析
在量化过程中,理论上,一个模拟量可以用无限多个数值表示,也就是说分辨率是无限高的,但是在实际的模数转换系统中,受限于工艺和噪声,这是不现实的。
在实际模数转换器中只能使用有效位N,那么在数据转换器中的量化台阶数为2Ⅳ因而,只有有限的量化幅值能够在数据转换器中表现出来,这使转换过程产生了误差,表现为转换过程的量化噪声,图2.3(a)中显示图2.2@3位量化器的量化
噪声,从图中可以看出量化误差为A/2(A为量化间隔,即A=巧。
R)。
当转换器的
精度很高时,输入信号变化很快时,当采样频率为.,:
时,可以假设量化噪声信号是均匀分布在±厂范围内的白噪声Llj。
,其功率谱密度函数是一个常量值,如图2.3(b)所示。
[12】
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4忿人人氏kK氏K卜
。
一蠢≯2N、NNNN、jN\飞
图2.3(a)理想模数转换器量化误差
基于音频的16位Sigma-deltaAD转换器的研究
脚划崦雠tp:
J2吣㈣=6.02N+1.7鲫仁4,这是一个N位ADC最大的SNR(下文中不作特别说明,则PSNR均表示ADC最大的信噪比),随着输入信号幅度的减小,ADC的信噪比也将减小。
从公式(2.4)中我
们可以看出,如果要增D[IADC的信噪比,要么增加ADC中量化器的量化阶数N,但是这受到集成电路工艺和噪声的限制,此外,比较有效的措施就是设法减小信号频带内的量化噪声水平,由此提出了通过结合过采样和噪声整形来有效降低带内量化噪声的∑一△模数转换技术。
2.1.3∑一AADC工作过程图2.4给出了一般∑—△型A/D转换器的原理框图,主要由前置抗混叠低通滤波
器、∑-△调制器,数字低通降采样滤波器组成。
相应的信号时域和频域波形。
第一级是一个连续时间消除混叠滤波器,它用来把输入信号的带宽限制在小于过采样频率的一半。
当过采样比率较大时,消除混叠滤波器往往十分简单,比如是一个简单的RC低通滤波器。
消除混叠滤波器接下来是被采样保持模块所采样的连续时间信号Xc(t)。
这个信号随后又被∑-△调制器处理,在调制器中经过滤波整形,把噪声搬
移,再通过量化器进行比较,可以将模拟信号转换成数字信号0或1。
∑_△调制器
把模拟信号转换为噪声频率成形的低分辨率数字信号。
输出数字流。
到达第三模块。
系统中第三个模块是一个抽取器,它以低采样速率输入信号期望带宽频率的两倍输入。
将被过采样的低分辨率的数字信号转换为高分辨率的数字信号。
虽然在许多系统中抽取器由许多级组成,但是在这里可以从概念上把抽取器理解为一个后面跟着下采样器的低通滤波器。
应当指出,在许多应用中,∑_△调制器是用开关电容器电路实现的,不需要单独的采样保持电路,因为连续时间信号本质上已经被SC∑.△的开关和输入电容器所采样。
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图2.4(a)信号工作流程图
第二章∑—△转换器技术基础9
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图2.4(b)各阶段信号时域和频域波形
例如,在标准录音设备中,需要处理的音频信号频带为20Hz到20kHz,这是人耳能够听到的频带。
而其奈奎斯特频率为48KHz输入信号X(t)通过抗混叠滤波器后被过采样和保持,产生了信号X曲(f),在开关电容型∑-△调制器中采样保持模块
包含在调制器中。
然后,这个采样保持信号通过∑—△调制器,输出一个一位的数字信号‰(甩),这个一位的信号在信号带外含有大量的噪声。
因此,使用数字低通滤波器滤除这部分噪声,得到信号圪,.(,z);然后通过降采样滤波器得到需要的N
位奈奎斯特频率信号Y(n)。
LtaJ
2.2∑-△调制技术
1940,50年代,DeLoriane,Cotter等人提出∑_△调制器和噪声整形的概念,如图
2-4所示;Goodman最早引入数字滤波概念,从∑—△调制器输出比特流信号中通过数字抽取滤波实现A/D转换此后,陆续有研究人员发表了用∑—△调制器和数字滤波器实现A/D,D/A转换的报道¨“,但受当时集成电路工艺技术水平和数字信号处理技术发展的限制,难以使用大规模集成电路实现这类转换器所需的高精度滤波器,而且也无法将转换器的数字部分和模拟部分集成在同一芯片上,因此当时的∑.△转转换器实际性能换器实际性能不高,成本也没有优势,还无法相比传统转换器。
10基于音频的16位Sigma—deltaAD转换器的研究
(n)
图2.5模数转换器原理图
进人上世纪80中期以后,随着大规模集成电路技术迅速发展,数字信号处理理论也不断成熟,制备高性能的数字滤波器不再困难,模拟部分和数字部分可以集成并且可以采用低成本的常规数字逻辑工艺实现,∑一△转换器的实际性能不断提高,且成本不断降低。
在九十年代,国外对∑—△转换器的研究逐渐成熟,∑-△转换器也成为中低速高分辨率应用领域的主流技术,同时其也向宽带和射频中高频窄带应用领域扩展。
此后,数字化音频产品的广阔市场带来了对低成本高分辨
率音频A/D转换器需求的剧增,出现了一股持续研究音频过采样∑越转换技术的
热潮。
∑_△转换器结合使用过采样、噪声整形、数字滤波这三项关键技术,从而具有对输人信号呈低通、对量化噪声呈高通的噪声整形特性,再通过数字滤波可以实现高分辨率的数据转换。
2.2.1过采样
过采样是指当信号带宽为fo,以采样速率fs>2fo(2fo为奈奎斯特采样频率)对模拟信号进行采样。
定义过采样LLOSRCover-samplingrate为:
0SR:
上(2.5)
2fo
对于24KHz,16bit的音频信号,为防止信号频谱混叠,前置抗混叠模拟低通滤波器(LPF)要求具有十分陡峭的截止特性,集成电路实现困难。
采用过采样后,采
样信号各频谱交叠很少,过渡带平缓,前置抗混叠模拟低通滤波器(LPI)要求大大
降低。
而且,过采样ADC通常采用开关电容电路来实现,这样电路中不必采用采
样保持电路。
由上节的讨论可知,若ADC输入信号的最小幅度大于量化器的量化阶梯△,并且输入信号的幅度随机分布,则量化噪声可以看作是白噪声,它的总功率是一个常数,△2/12,与采样频率fs无关,在(一Z/2,Z/2)的频带范围内均匀分布。
因为信
号频带为fo所以对采样量化后得到的数字码流进行数字低通滤波,经过滤波后去除所有频率大于fo的其他信号。
如图2.5所示
第二章∑—△转换器技术基础
L矿
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Jl—r数字滤波嚣
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I;1.广磊。
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图2.6过采样原理图
由上图可以看出,由于信号是无衰减的通过滤波器,所以信号功率不变;而量化噪声功率衰减为原来的I/(Zfo)=I/OSR倍,因此量化噪声电平与采样频率成反比,提高采样频率可以降低量化噪声电平,而信号频带是固定不变的,因而减少了信号频带范围内的量化噪声功率,提高了信噪比。
信号功率为:
e=(A2Ⅳ/2压)2(2.6)
量化噪声功率为:
匕=A2/12·I/0SR(2—7)
所以经过过采样后,ADC的理想信噪比为
一=20log㈦=20log渺)+10log(osr)=6.02N+1.76dB删咄鲥,
(2-8)
由上式可以看出,OSR每提高一倍,就等价于信噪比提高3dB,也就是说直接过采样使得信噪比提高了3dB/倍频。
2.2.2噪声整形
单靠过采样来减少信号频带内的量化噪声效果不明显。
例如,若要从lbit量化器获得98dB的信噪比(即16位的分辨率),则过采样比高达109,对应20kHz带宽输入信号所需的电路工作频率达1010kHz,这是无法实现的。
为了把采样频率降至现实可行的程度,人们开发了噪声整形技术,它的思想利用负反馈对量化器产生的量化噪声进行低频衰减、高频放大,量化噪声大部分被驱赶到信号频带之外,然后用数字滤波器滤除带外噪声。
因此结合过采样、噪声整形和低通滤波,就可以显著减少信号频带内的量化噪声,起到传统A/D转换中增加量化器比特数的作用。
换言之,采用过采样和噪声整形后,量化器的结构可大为简化,使用粗糙量化即可(典型的为lbit)。
在下节中,将具体分析噪声整形是如何提高ADC的信噪比。
卜1
12基于音频的16位Sigma—deltaAD转换器的研究
2.3∑-△调制器的结构
对于一个N阶调制器来说,它的信噪比为:
脚=101a《尹)一201略]+拟n+l/2)log(OSR')气.。
∥
(2.9)
么V砌+上
由式(2—9)和可知,我们可以通过提高L,OSR,N中的任何一项来提高∑—△调制器的动态范围,同理为了保持OSR不变,我们可以降低三项中的任意一项或两项而提高其余的两项或一项,正是由于∑-△调制器的三个参数可以相互协调,所以在不同的场合∑一△调制器可以选用不同的结构。
∑-△调制器一般分为单循环结构和级联结构,单循环结构是由一个量化器、一个D/A转换器及一系列串联的积分器构成:
而级联结构的调制器由一系列级联的单循环调制器构成,单循环和多级级联结构调制器均可以利用一位或多位的量化器和D/A转换器。
2.3.1单循环∑—△调制器图2.6所示的一阶的调制器是最基本的调制器结构,该调制器由一个积分器、
一个一位的量化器和D/A转换器构成。
由于该调制器L=I,根据图2.6可知,只有通过大幅度的提高过采样率来获得较高的精度,对于低频信号,利用较高的过采样率的确会得到较好的效果,但是随着输入信号频率的增加采样频率也会增加,这显然提高了对调制电路的要求,我们知道过采样A/D转换器的优点是对模拟电路的要求比较宽松,这显然违背了人们应用∑_△调制器的初衷,所以一阶单循环的调
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