数字基带信号传输系统仿真(1).doc

数字基带信号传输系统仿真(1).doc

《数字基带信号传输系统仿真(1).doc》由会员分享，可在线阅读，更多相关《数字基带信号传输系统仿真(1).doc（18页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。

摘要

数字通信系统有两种主要的通信模式：

数字频带传输系统和数字基带传输系统。

数字基带传输系统指不经载波调制而直接传输数字基带信号的系统，常用于传输距离不太远的情况下。

本次综合训练通过分析数字基带信号传输的特性，运用数值仿真的方法，对数字基带传输系统有了深一步的理解。

关键词：

SIMULINK，眼图，数字基带传输系统

16

目录

前言 1

第1章基带系统的理论分析 2

1．1基带系统传输模型还有工作原理 2

第2章基带系统设计方案 4

2．1信号源 4

2．2发送滤波器以及接收滤波器 4

第3章基于SIMULINK下的基带系统的设计 5

3．1信号源 5

3．2发送滤波器和接收滤波器和信道 6

3．3抽样判决器 6

第4章基带传输系统的仿真结果 8

4．1基带传输系统总图和输出波形 8

4．2眼图 9

4．3发送信号以及接收信号的功率谱波形 10

4．4在传输过程中的误码率 10

第5章遇到的困难以及解决方案 12

总结 13

参考文献 14

致谢 15

前言

现代通信正朝着数字化，宽带化，智能化，综合化和个人化方向迅速发展，其中通信数字化是关键，是其他四化的基础。

由于数字通信与原来的模拟通信相比，具有抗干扰性强，可靠性高，便于加密，集成化程度高，可以实现多种通信业务的综合等许多优点。

随着数字技术的飞速发展与数字器件的广泛应用，数字信号处理在通信系统中的应用已经越来越重要。

数字信号传输系统分为基带传输系统和频带传输系统。

数字基带传输系统就是不使用调制和解调而直接传输数字基带的系统。

在实际生活中，基带传输不如频带传输那样广泛，但是基带传输的意义十分重要。

随着数字通信技术的发展，基带传输也得到了很大的发展，在以后的发展中，也会大放异彩。

目前，它不仅用于低速数据传输，同样用于高速数据传输。

在频带传输制式里，同样存在着基带传输的问题如码间干扰等。

因为信道的含义是相对的，若把调制解调器包括在信道中，则频带传输就变成了基带传输。

所以说基带传输是频带传输的基础。

20世纪60年代出现了数字传输技术，它采用了数字信号来传递信息，从此通信进入了数字化时代。

目前，通信网已基本实现了数字化，在我国公共通信网中，传输的信号主要是数字信号。

数字通信的应用越来越广泛，例如数字移动通信，数字卫星通信，数字电视广播，数字光线通信，数字微波通信，数字视频通信，多媒体通信等。

数字基带系统在近程数据通信系统中有着广泛的应用，数字基带系统存在些许多问题也是频带传输系统必须考虑的问题。

随着数字通信系统的发展，基带传输得到了良好的发展，在理论上，任何一个线性调制的频带传输系统，总是可以有一个等效的基带载波调制系统所代替，因此，很有必要对基带传输系统进行综合系统的分析。

第1章基带系统的理论分析

1．1基带系统传输模型还有工作原理。

图1.1数字基带系统传输模型

（1）系统总的传输特性为H（ω）=GT（ω）C（ω）GR（ω），n（t）是信道中的噪声。

（2）基带系统的工作原理：

信源是不经过调制解调的数字基带信号，信源在发送端经过发送滤波器形成适合信道传输的码型，经过含有加性噪声的有线信道后，在接收端通过接收滤波器的滤波去噪，由抽样判决器进一步去噪恢复基带信号，从而完成基带信号的传输。

1．2基带系统设计中的码间干扰及噪声干扰

  码间干扰及噪声干扰将造成基带系统传输误码率的提升，影响基带系统工作性能。

1）码间干扰及解决方案

  码间干扰：

由于基带信号受信道传输时延的影响，信号波形将被延迟从而扩展到下一码元，形成码间干扰，造成系统误码。

  解决方案：

  ①要求基带系统的传输函数H（ω）满足奈奎斯特第一准则：

  2）若不能满足奈奎斯特第一准则，在接收端加入时域均衡，减小码间干扰。

②基带系统的系统函数H（ω）应具有升余弦滚降特性。

如图2所示。

这样对应的h（t）拖尾收敛速度快，能够减小抽样时刻对其他信号的影响即减小码间干扰。

  2）噪声干扰及解决方案

  噪声干扰：

基带信号没有经过调制就直接在含有加性噪声的信道中传输，加性噪声会叠加在信号上导致信号波形发生畸变。

  解决方案：

  ①在接收端进行抽样判决；②匹配滤波，使得系统输出信噪比最大。

第2章基带系统设计方案

2．1信号源

  1）常见的基带信号波形有：

单极性波形、双极性波形、单极性归零波形和双极性归零波形。

双极性波形可用正负电平的脉冲分别表示二进制码“1”和“0”，故当“1”和“O”等概率出现时无直流分量，有利于在信道中传输，且在接收端恢复信号的判决电平为零，抗干扰能力较强。

而单极性波形的极性单一，虽然易于用TTL，CMOS电路产生，但直流分量大，要求传输线路具有直流传输能力，不利于信道传输。

  2）归零信号的占空比小于1，即：

电脉冲宽度小于码元宽度，每个有电脉冲在小于码元长度内总要回到零电平，这样的波形有利于同步脉冲的提取。

  3）基于以上考虑采用双极性归零码——曼彻斯特码作为基带信号。

2．2发送滤波器以及接收滤波器

  基带系统设计的核心问题是滤波器的选取，根据1．2的分析，为了使系统冲激响应h（t）拖尾收敛速度加快，减小抽样时刻偏差造成的码间干扰问题，要求发送滤波器应具有升余弦滚降特性；要得到最大输出信噪比，就要使接收滤波器特性与其输入信号的频谱共扼匹配同时系统函数满足：

H（ω）=GT（ω）GR（ω）考虑在t0时刻取样，上述方程改写成，H（ω）=GT（ω），GR（ω），因此，在构造最佳基带传输系统时要使用平方根升余弦滤波器作为发送端和接收端的滤波器。

2．3信道

  信道是允许基带信号通过的媒质，通常为有线信道，如市话电缆、架空明线等。

信道的传输特性通常不满足无失真传输条件，且含有加性噪声。

因此本次系统仿真采用高斯白噪声信道。

2．4抽样判决器

  抽样判决器是在传输特性不理想及噪声背景下，在规定时刻（由位定时脉冲控制）对接收滤波器的输出波形进行抽样判决，以恢复或再生基带信号。

抽样判决关键在于判决门限的确定，由于本次设计采用双极性码，故判决门限为0。

第3章SIMULINK下基带系统的设计

3．1信号源

  曼彻斯特的编码规则是这样的，即将二级制码“1”编成“10"，将“0”码编成“01”，在这里由于采用了二进制双极性码，则将“1”编成“+1-1”码，而将“0”码编成“-1+1”码。

根据3．1小节的理论分析，采用SIMULINK中的BernoulliBinaryGenerator（不归零二进制码生成器）、UnipolartoBipolarConverter（单极性向双极性转换器）、PulseGenerator（脉冲生成器）、Constant（常数源模块）、Add（加法器）、Product（乘法器）、Scope（示波器）构成曼彻斯特码的生成电路。

模型连接方法如图3.所示：

图3.1曼彻斯特码模型

模块参数设置：

BernoulliBinaryGenerator（不归零二进制码生成器）的Probabilityofazero（零码概率）设为0．5，Sampletime（采样时间）设为0.001。

PulseGenerator（脉冲生成器）的Amplitude（幅度）设为2，Period设为2，Pulsewidth（脉冲宽度）设为1，占空比为1/2，Phasedelay（相位延迟）设为0，表示不经过延迟，Sampletime设置为1/2000。

UnipolartoBipolarConverter（单极性向双极性转换器）的M-arynumber设为2。

Constant（常数源模块）的Constantvalue设为-1。

  BernoulliBinaryGenerator用于产生1和0的随机信号，经过UnipolartoBipolarConverter变为双极性信号；PulseGenerator用于产生占空比为1/2的单极性归零脉冲（2020），经过Add加法电路减一后成为双极性脉冲（+1-1+1-1）。

两路双极性信号成为乘法器Product的输入，相乘后的结果是：

第1路不归零码的1码与第2路（+1-1）码相乘得到（+1-1），第1路-1码与第2路（+1-1）码相乘得到（-1+1）码，这就是曼彻斯特码。

3．2发送滤波器和接收滤波器以及信道

为了减小码间干扰，在最大输出信噪比时刻输出信号，减小噪声干扰，传输模块由Upsample（内插函数）、DiscreteFilter根升余弦传输滤波器、AWGNChannel（高斯信道）、DiscreteFilter根升余弦接收滤波器模块组成，其设计框图如图所示：

图3.2滤波器及信道

模块参数设置：

Upsample的Upsamplefactor设为10，DiscreteFilter根升余弦传输滤波器的Numerator设为rcosine（2,10,'fir/sqrt',0.5,10），Sampletime设为1/10000，AWGNChannel（高斯信道）的Mode选为SNR，SNR设为11，DiscreteFilter根升余弦接收滤波器设置与传输滤波器模块相同。

3．3抽样判决器

PulseGeneratorl、Product、Relay、TriggeredSubsystem、Downsample构成抽样判决电路，并通过PulseGeneratorl、Constant、Add、Product模块对接收到的曼彻斯特码进行解码，其抽样判决电路及曼彻斯特码解码电路如图所示：

图3.3抽样判决器模块

模块参数设置：

PulseGeneratorl的Amplitude设为1，Period设为10，Pulsewidth设为1，Sampletime设为1/20000；Relay的Switchonpoint和Switchoffpoint都设为0，Outputwhenon设为1，Outputwhenoff设为-1，当采样点的幅值大于0则判为1，小于0则判为-1；Downsample的Downsamplefactor设为10；曼彻斯特码解码模块与编码模块设置相同。

两路双极性信号成为乘法器Product的输入，相乘后的结果是：

第1路不归零码的（+1-1）码与第2路（+1-1）码相乘得到+1码，第1路（-1+1）码与第2路（+1-1）码相乘得到-1码，这就对曼彻斯特码进行了解码。

第4章基带传输系统的仿真结果

4．1基带传输系统总图和输出波形

基带传输系统的设计总图以及传输过程中的各点波形分别如图

图4.1基带传输系统总图

Scope1的波形：

图4.2scope1图形

第一行波形是对曼彻斯特码进行10被升速率采样后的波形，将该信号送到传输滤波器中，滤除高频成分得到第二行波形，第三行是第二行波形进过加性高斯白噪声信道传输并通过接收滤波器滤除噪声后的波形，第四行是经过抽样判决器抽样和判决再生产生的曼彻斯特码。

Scope2的波形：

图4.3scope2图形

从图中的波形来看，传输是有效的。

第一行是信源端发送的信号波形，第二行是接收端收到的信号波形，与第一行的基带信号比较，波形相同，这说明所设计的基带系统没有产生误码，达到了抗码间干扰和抗噪声干扰的目的。

4．2眼图

图4.4为接收滤波器观察到的眼图，从图中可看出，在信噪比为15dB下观察眼图，“眼睛”睁开的角