一步一步做个电流源.docx
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一步一步做个电流源
一步一步做个电流源
这是
中的一段讨论。
可以做个开源电流源,这个很多人都需要。
xynn:
开源活动,几乎是有1个,或几个人,提供一整套包括PCB,元件,程序等成套服务,其他参与者多是在重复,重复,再重复地练习烙铁使用技术——把套件里的原件插在孔里,焊接上就完了,最多再测下数据。
这其中,购买套件者能学到多少技术成分?
...
拳拳到肉。
看到坛子里很多人都要做电流源,本有意推个开源电流源,看了xynn的感叹,深感掌握原理的重要性。
此次做个特殊的开源,不出套件,一步一步由基本原理开始,做个人人能掌握的电流源。
坛友基本都接触过单片机,但由各贴而论,模拟基础不足。
而数控电流源是经典竞赛题,看过很多题解,都是数字花哨,模拟简陋,似乎单片机就能搞一切。
其实里面很多内容和细节非常值得注意,几乎用到低频和直流的一切知识。
因此此次基本不涉及单片机,只讨论模拟部分。
本贴内容每日更新。
目标:
一个有基本功能的能用的20V/100mA电流源,既可固定输出,又可用单片机步进控制。
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第一部分内容由
下图是易于实现数控的直流电流源。
假设运放有理想输出能力,如果输出电流100mA,采样电阻Rsample的大小取值有何讲究?
(原文件名:
1.jpg)
如果Rsample过大,将导致:
1.采样功率过高,对Rsample温度稳定要求高,因而成本呈指数提高。
解释:
如果Rsample=1Ohm,Vsample=1V,Psample=100mW,对于精密应用而言,电阻耗散100mW通常是难以接受的采样功率。
2.RL上的电压动态范围减小,减小RL电阻上限。
但对运放和Vin调理电路的要求相应降低。
如果Rsample过小,将导致运放的种种误差显现:
1.VOS的漂移与Vin可比,造成输出电流误差。
解释:
Rsample=0.1Ohm,Vsample=10mV,如果使用LM324,VOSmax=3mV,潜在直流误差30%;VOS/dTmax=30uV/C,10C温度变化引起潜在误差3%。
2.电路增益过高,运放噪声放大,RL上电压基本不变,造成RL上的电压噪声增大,导致RL上电流噪声增大。
3.对运放要求提高,因而成本呈线性提高。
4.对处理Vin的调理电路要求提高,因而提高成本。
但对Rsample的要求相应降低。
如何选择采样电阻
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电流源需要采样电流进行反馈,虽然也有其他方法采样,但最稳定也是最准确的方法仍然是电阻采样。
普及知识:
用于采样的电阻功率至少大于采样功率20倍以上,才不致由于发热造成明显的漂移。
继续上次,100mA_级的电流是很常用的电流值,但对于电阻采样而言通常也是比较尴尬的电流值。
A_级的电流通常不要求太高准确度,使用分流器采样为主,只要功率足够即可。
mA/10mA_级的电流相对简单,由于不产生显著的采样功率,因此通常的精密金属膜电阻都可满足要求。
100mA_级的电流不大不小,用分流器没有这么大的阻值,用精密金属膜电阻没有这么大功率。
解决方法:
1.降低采样电压,使用小阻值
2.降低采样功率,同功率下,阻值尽量大
看似矛盾,其实很简单,并联多个精密金属膜电阻。
实例:
100mA,采样电阻4只12Ohm0.1%1/4W25ppmmax金属膜电阻并联,等效电阻3Ohm,采样电压300mV,采样总功率30mW,每只电阻功率7.5mW。
采用这种方法需要在PCB上多下功夫,一定牢记铜也有电阻,而且铜本身可做温度传感器。
通常0.1%的精度不是必要的,但温度漂移一定要小。
然而实际电阻产品的精度和漂移基本是对应的,买电阻时除了功率外一定着重询问。
此外,电阻出厂前经过老化最好,无老化的电阻通常便宜一些,但通电后几天内性能多少会有些变化。
注意你的负载之一(电阻)
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如果RL是纯电阻,基本可以分为以下2种情况:
1.RL< 运放看到的增益约为1,如果运放单位增益不甚稳定,例如LF357,电路可能振荡。 2.对于某些运放,如LM1875,需要20倍以上增益才可稳定,此时要求RL>=10Rsample。 否则,如下图所示,1/F与Aopen交点斜率差为40dB/DEC,电路将振荡。 为保证足够的相位裕量,通常要求两者交点斜率差最大为20dB/DEC。 (原文件名: 2.JPG) 然而,源是不能挑选负载的,除非超出源的能力,例如电压源有输出电流限制,而电流源有输出电压限制。 对于第一种情况,通过运放的外部补偿即可消除,由于现代运放都具有0dB稳定性,因此不作为讨论重点。 对于第二种情况,需要在反馈通路引入适当的频率补偿,由于通常补偿元件并联在RL两端,因此称为输出减振器。 对于电阻性负载,输出减振器即电容,通过在反馈回路中引入零点z,从而达到稳定,但将限制反馈系统带宽。 (原文件名: 3.JPG) 补偿后,如下图所示,1/F与Aopen交点斜率差为20dB/DEC。 (原文件名: 4.JPG) 零点频率坛友自己计算,很简单。 零点的选择根据运放的Aopen各转折频率点选择。 为保证各种负载电阻下均达到稳定,通常零点选在较低频率,将牺牲部分频率响应。 虽然第二种情况很少在实际中应用,例如1875做的电流源温度漂移严重,但作为频率补偿的范例可作为后续的准备知识。 注意你的负载之二(电感) ******************************************************************************************* 和化学、物理方法产生的电能不同,依赖反馈理论的电源都会有先天的恐惧症。 与电压源害怕遇到电容性负载类似,电流源遇到电感性负载时也须谨慎处理。 题外话: 似乎所有稳压电源都会在输出有电容,与上面的话冲突。 其实稳压电源也做过补偿,况且10uF量级的电容以足够大,普通的电压源能量无法带动10uF在特定频率上以很大的幅度振荡,但并非不振只是幅度很小,很像纹波。 这就是为什么坛里坛外有些diy电源会产生莫名其妙的“纹波”和“噪声”的原因。 电流源的负载除了电阻和二极管以外,更多的应用就是电感,变压器、螺线管、电磁铁、空心线圈、亥姆霍兹线圈...,其中很多电感性负载能达到H级。 即使是小的电感,如果要求电流源响应速度很高,也有同样的问题。 坛里有同惠的朋友,大家可向他请教,同惠某系列的电流源专为电感偏流的,同时又有很宽的频率响应范围。 RL是有直流电阻的电感,暂用(LL+RL)代替,(LL+RL)会使反馈系数F出现极点pL,对应的1/F出现零点,导致振荡。 pL的频率点各位自己计算。 (原文件名: 5.JPG) 解决的办法还是补偿,只要在反馈系数F上引入一个零点zL,使1/F对应出现一个极点,从而使交点处的1/F曲线斜率为0。 (原文件名: 6.JPG) 还是在输出减振器上做了文章,但一般不推荐直接用电容,虽然电感内阻已经是一次阻尼,但仍会导致校正后的1/F曲线在LC谐振频率附近莫名其妙。 通常的方法要给电容也加一点阻尼,串联一个小电阻R,1—100Ohm,视实际应用中的频响曲线和C的取值而定。 一般而言,10kHz以下的应用C=0.1uF,R=3Ohm/1W。 (原文件名: 7.JPG) 很奇怪为什么用1W的电阻,R里通常不走电流,做过音响功放的应该有点体会,这里不再详述。 本次增加成本: 3Ohm/1W水泥/碳膜/金属膜电阻 1只 单价0.20元 合计0.20元 合计成本: 3.20元 负载的问题已经完成,好像还缺电容没有讨论,给个公式CV=It,考虑考虑看。 电流源不太怕电容的。 这两部分关于负载的问题,大家好像都不太感觉兴趣,与烙铁太远了。 其实都是学校里很少见到的,工程上优先考虑的事项。 模电老师自己没做过东西的,自然不会给讲这个,这就是为什么学校作品通常很难变成产品的原因。 实际的运放 **************************************************************************************************************************** 模型说了这么多,还没和实际的沾上边儿,这一部分将考虑实际器件。 通常的运放最高能输出35mA(我见过的,勿疑),而且到达最大输出电流时,运放几乎进入饱和状态,已失去大多数可圈可点的性能。 当然,功率运放可输出5A以上的电流,但功率运放的直流特性不大好,集中于VOS和dVOS/dT,有兴趣的坛友可查看LM1875的datasheet,其余类推。 由于功率运放的VOS已和Vsample可比,因此一般不推荐单独使用。 一般而言,依照运放自身的设计原则,运放输出电流应尽量控制在1mA以内,否则: 1.加上自身偏置电流,运放可能发热,造成输出漂移。 2.由于集电极/发射极串联电阻的作用,大电流输出造成运放输出级状态不佳,主要是VCE过低,IC过大,造成电流增益下降,具体参见任意NPN/PNPdatasheet中的输出特性曲线。 3.加重中间级负载,造成运放对高频大信号的响应能力下降。 对于大于1mA的电流,应该扩流。 (原文件名: 8.JPG) 扩流方法很多,最常见方法如下: 1.使用现成的单位增益缓冲器: 例如LT1010,最大输出150mA。 2.参照运放内部电路: 扩流最简单的办法是共集电级乙类推挽输出级,就是NPN和PNP构成的射随器组合,对于20V/100mA而言须选择10W左右的中功率管。 实际是第一种方法的简化方法。 3.使用具有电压增益的功率运放电路扩流: 这是一种豪华的方法,具有相当好的动态性能,很多Agilent高级系统仪器均采用这种方法,当然功率运放是分立的。 由于扩流电路具有电压增益,因此对运放的SR要求降低,整体电路的直流性能决定于运放,克服了功率运放的VOS问题。 但这种电路调试比较麻烦,容易振荡,需要设计者经验丰富。 显见,考虑性价比,如果只考虑将电流源作为稳定驱动,而不考虑动态性能(例如脉冲电流源),第2种方法是相当好的选择。 一定有人推荐,最好使用甲乙类输出以避免交越失真,也可,但对直流源实无必要。 (原文件名: 9.JPG) 上述电路都可工作于I、II、III、IV象限。 针对一般的用途,事实上需要四象限均可工作的电流源的场合非常少,通常只需I象限工作即可(Io>0、Vo>0),如果不考虑动态性能,可将推挽输出级PNP一侧去掉,简化为单臂输出。 这次的简化牺牲了输出电流下降沿性能,但对于直流稳定源无大碍。 坛友可参考Agilent36xx系列用户手册,下降沿和上升沿响应速率的巨大差异。 36xx均为单臂电源。 (原文件名: 10.JPG) 图中运放使用了双电源。 运放可单电源也可双电源工作,推荐使用双电源,原因如下: 1.Aopen(Vin+-Vin-)=Vo是运放的基本公式,通常认为Aopen无穷大,但实际运放最高不过140dB(icl7650),有的运放甚至只有几千(TL061)。 变换公式得到(Vin+-Vin-)=Vo/Aopen,一定记住,其中所有的电压都是以双电源中点为参考地。 而(Vin+-Vin-)就是运放误差。 单电源工作时,Vo=1/2Vcc时才能达到误差最小,双电源工作时Vo=1/2(Vcc-Vee)=0时误差最低,相对而言,后者更好把握,此问题在后面有实际应用方法解决。 2.即使轨到轨运放也无法达到输入/输出绝对到轨,因此需要输入/输出为0时会出一些令人烦恼的问题,使用双电源可避免这些问题,从而集中精力考虑重点。 似乎还有问题 ********************************************************************************************************************* 电路基本成型了,还有什么问题? 一般而言,设计到这个地步,设计工作可到一段落。 然而仔细分析,仍有不甚完美之处。 普及知识: 电流源和电压源都是互补对应的。 首先看看电压源: 1.对电容性负载敏感,对电感比较无所谓。 2.有最大电流限制,短路时输出电流受电压源的电源的电流能力限制。 3.负载并联在输出端和地之间。 对应于电流源: 1.对电感性负载敏感,对电容比较无所谓 2.有最大电压限制,开路时输出电压受电流源的电源的电压能力限制。 3.... 第3点是个问题,已经得到的电流源的负载接在输出端和采样电阻之间,而且参与反馈,因而造成如下问题。 1.负载调节率 试想负载的变化范围由0—100Ohm,运放输出端电压需要在1到10V之间变化,根据前面运放误差分析,10V与1V对应的(Vin+-Vin-)相差10倍。 如果运放为TL061(Aopen=6000),输入误差在1V/6000—10V/6000之间变化,即0.16mV—1.6mV,对应Vsample=300mV的情况,电流误差为0.05%—0.5%,因此0—100Ohm范围内的负载调整率为0.45%,很可观。 通常的商品电源负载调整率不会超过0.01%。 当然换好一点的运放,例如OP07(增益1000000),会好的多,负载调整率为0.003%。 基本可以忽略。 然而,如果可以用好一些,就尽量用好一些。 即使是便宜的OP07,也尽量发挥出它应有的指标。 为何要一味追求负载调整率,其实负载调整率对应的就是电流源的并联内阻,负载调整率越小,并联内阻越高,其分流越小,电流源性能越好。 对应于电压源,负载调整率对应的是电压源的串联内阻,负载调整率越小,串联内阻越小,其分压越小,电压源性能越好。 科学的对称美。 2.输出电压无法达到20V 老实话,为什么命题选择20V,就是要在这里说明问题。 大多数的运放双电源时推荐最大电源电压为+/-15V,当然也有OP07(极限+/-22V)家族可以到达+/-20V。 即使使用OP07,在+/-20V下工作,输出最高电压不过+/-18V,因此NPN的E,即电流源输出端的最高电压为17.4V,算上Vsample=300mV,电流源能达到的输出电压为17.1V。 况且中功率NPN的电流增益不过几十,因此一定会使用达林顿组态,减小运放负载,又会去掉0.6V,最高输出电压压缩到16.5V。 当然,会有建议采用非对称双电源,例如+30V-5V,可使输出电压达到20V以上。 如果不得已,这样的配置是可用的。 然而基于以下的原因: (1)如果Vin+端电压很接近0V,运放输入级晶体管会工作在不太舒服的状态,VCE过小,导致电流增益下降,造成运放Aopen下降和输入偏流增大。 (2)Aopen下降也会造成负载调节率指标下降。 一般不推荐相差悬殊的非对称双电源应用。 单电源是非对称双电源的极端,因此与双电源相比性能会打很大折扣。 这就是为什么早期的运放均不推荐单电源的原因。 但手持设备的出现对单电源应用有巨大促进作用,现代单电源运放作过很大改进,例如轨到轨,但价格也高得多,在不损失其他性能的前提下,价格通常是普通运放的几倍。 对于上述问题,这个电流源的架构无法确切的完全的解决,必须改变架构。 利用三极管的镜像原理(IB约等于0,IC=IE),可将负载请出反馈回路,移到电源和C之间,也就达到了与电压源的对应: “负载串联在输出端和电源之间”。 (原文件名: A1.JPG) 此时,运放输出端电压基本控制在0.6—0.9V之间,即使TL061也可达到0.016%,OP07更可达到0.0001%。 如果将运放电源VCC与连接负载的电源VP分开,连接负载的电源VP为24V,电流源的输出电压便可达到20V以上。 可是,三极管的电流增益毕竟是有限的,即使是达林顿组态也不过1000,超beta管(通常用在双极运放输入端)最大也不过10000,IB总会出现,而且IB通过Rsample流入地,造成Vsample里出现误差。 误差即1/电流增益。 NS有个电路避免了这个问题,使用JFET与NPN构成一个无需电流驱动的达林顿组态。 (原文件名: A3.JPG) 然而小功率JFET或NMOS并不便宜,而功率NMOSFET并不贵,还可减少一种库存,因此使用NMOSFET代替NPN即可。 (原文件名: A2.JPG) MOSFET不需要稳定的电流驱动,因此IG造成的Vsample误差基本可以忽略,ID=IS,一个近乎完美的镜像。 10W左右的N-MOSFET反而不太便宜,选用100W的IRF530也是明智的,而且为扩充输出功率提供了潜力。 场效应管的Cgs跟环路稳定性没太大关系。 用管子的导纳乘上采样电阻可以获得这个环节的电压放大倍数,如果不大于1,则不必考虑环路稳定问题。 场效应管的Cgs跟环路稳定性没太大关系。 用管子的导纳乘上采样电阻可以获得这个环节的电压放大倍数,如果不大于1,则不必考虑环路稳定问题。 ======================================== 高手,问题找得很准,但这两点不是绝对的,与运放和MOSFET的频率响应有关。 (原文件名: A4.JPG) 振个不停 ******************************************************************************************************************* 相信还没有人动手,最好已经搭好了39楼的电路。 然而却发现根本不能用,不是上来就振,就是电流一大就开始振。 一头雾水,反馈看似是负反馈,而且用NPN就基本不会振,很奇怪,也很气愤,因为没有办法,也没有思路。 这是负反馈的固有问题,凡负反馈都有机会振荡,只要相位出问题。 然而,还有一句话,凡负反馈的振荡问题都可解决。 先吃一颗定心丸。 解决振荡问题就是剪裁频率响应曲线的过程。 因此必须首先得到开环增益Aopen和反馈系数F的频率响应。 反馈系数F就是1,在波特图上是0dB线。 开环增益Aopen麻烦一点,根据39楼电路,首先画出小信号等效电路。 开环分为三部分: 1.运放 2.MOSFET输入 3.MOSFET输出 (原文件名: A5.JPG) 这个电路的传递函数由于Cgs不接地并且与压控电流源gmVgs耦合而不太好算,在学校带毕设的时候曾经让一个学生推过一次,就是不知道二极管符号几个三角的学生。 他很严谨而且敬业,不仅推出来还检查了三遍,交给学校培养真是浪费了。 传递函数算出来是一个一寸高两寸宽的拉普拉斯变换,实在没有时间再推一遍,不过如果忽略某些不太重要的量,由于Rsample很小,而与Cgs接地时差不太多。 (原文件名: A6.JPG) 运放之后的Ro是运放的输出电阻,即运放输出级的限流电阻,大致在200Ohm左右。 可以由以下方法大致推出: 非规到轨运放临界饱和输出电压为Vcc-4V,最大输出电流20mA左右,限流电阻约200Ohm左右。 Cgs比较复杂,按datasheet上的说明,Ciss=760pF@Vgs=0/VDS=25V,但VDS减小和Vgs增大会使Ciss增大到约1000pF。 (原文件名: A7.JPG) 同时图中省略了跨导电容Crss,Crss可通过密勒定理等效在输入和输出端的小电容,很小而忽略。 gm是个问题,虽然可以查到直流gm,大致为7@Id=8A/VDS=50V,但实际用在Id=100mA/VDS<20V,根据datasheet中的输出特性曲线可以看到在饱和区gm随Id减小而减小,与VDS关系不大,在可变电阻区,gm随Id和VDS减小而明显减小。 gm在Id很小时大致在1-3左右。 暂取2。 (原文件名: A8.JPG) gm也有转折频率,最终产生fT,但这个参数很难得到,因为大多数功率MOSFET都是用在开关状态,而且gmDC随偏置变化很大,因此datasheet里通常不给出,但由导通时间,Ciss,Coss和Crss可大致推出gm的fT很高,除以gmDC即为转折频率,很高,大致在10MHz左右。 已远远超出OP07的可操作范围,因此忽略,认为gm是不随频率变化的水平直线。 也可看出为什么之前不用OP37的原因,因为gm的转折频率恰好在OP37的操作频率范围内,从而造成频率补偿复杂度增加。 大电流的MOSFET由于管芯并联数很大而具有很大的Cgs,如果可能尽量使用IDSmax小的MOSFET。 IGBT的输出特性曲线比较奇怪,以前用过,但很容易击穿,没有过多考虑。 IGBT多数是做开关,似乎用在线性电源上有些问题。 Cgs的作用在下一节会有详细讨论。 三种补偿通常都是一起使用,单一补偿方式会出现顾此失彼的问题。 分析Aopen之一: 运放的主极点 ****************************************************************************************************** 诚如xynn所言,运放是多零极点系统,但一般都具有2个主极点,低频主极点,靠近DC,高频主极点,靠近GBW。 图为OP07的开环增益频响曲线。 (原文件名: A9.JPG) 2个主极点中,高频主极点通常不受重视,因为大多数运放的高频主极点都在0dB线以下,即单位增益稳定。 反馈环路中只有1只运放时很少遇到增益小于1的情况。 因此很多运放datasheet中高频主极点都不标出。 考虑运放与10倍理想增益级级联(有时是必须的),这个高频主极点就会浮出水面,如果闭环增益为1,便会产生振荡。 (原文件名: A10.JPG)
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