改进的绿色相移全桥控制ICUCC28950.docx
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改进的绿色相移全桥控制ICUCC28950
改进的绿色相移全桥控制IC—UCC28950
UCC28950是TI公司进一步改进的相移全桥控制IC,它比原有标准型UCC2895主要改进为ZVS能力范围加宽,对二次侧同步整流直接控制,提高了轻载空载转换效率,而且此时可以ON/OFF控制同步整流成为绿色产品。
既可以作电流型控制,也可以作电压型控制。
增加了闭环软启动及使能功能。
低启动电流,逐个周期式限流过流保护,开关频率可达1MHz。
UCC28950基本应用电路如图1所示,内部等效方框电路如图2所示。
图1UCC28950基本应用电路
图2UCC28950内部电路方框图
*启动中的保护逻辑
UCC28950启动前应该首先满足下列条件:
*VDD电压要超过UVLO阈值,7.3V。
*5V基准电压已经实现。
*芯片结温低于140℃。
*软启动电容上的电压不低于0.55V。
如果满足上述条件,一个内部使能信号EN将产生出来,开始软启动过程。
软启动期间的占空比,由SS端电压定义,且不会低于由TMIN设置的占空比,或由逐个周期电流限制电路决定的负载条件。
*电压基准
精确的(±1.5%)5V基准电压,具有短路保护,支持内部电路,并能提供20mA外部输出电流,其用于设置DC-DC变换器参数,放置一个低ESR,ESL瓷介电容(1uF-2.2uF)旁路去耦,从此端接到GND,并紧靠IC端子,以获得最佳性能。
唯一的关断特性发生在IC的VDD进入UVLO状态。
*误差放大器(EA+,EA-,COMP)
误差放大器有两个未提交的输入端,EA+和EA-。
它具有3MHz带宽,具有柔性的闭环反馈环。
EA+为同相端,EA-为反向端。
COMP为输出端,输入电压共模范围保证在0.5V-3.6V。
误差放大器的输出在内部接到PWM比较器的同相输入端,误差放大器的输出范围为0.25V-4.25V,远超出PWM比较器输入上斜信号范围,其从0.8V-2.8V。
软启动信号作为附加的误差放大器的同相输入,当误差放大器的两个同相输入为低,是支配性的输入,而且设置的占空比是误差放大器输出信号与内部斜波相比较后放在PWM比较器的输入处。
*软启动和使能(SS/EN)
软启动端SS/EN是一个多功能端子,有以下几个用处:
*用循序渐进地增加占空比完成软启动的闭环,它从TMIN设置的最小占空比向上稳定地加大占空比,直到输出电压所需要的占空比。
*在过流状态下,逐个周期地设置打嗝模式条件。
*变换器的ON/OFF控制。
在软启动中,SS/EN或EA+端的电压之一,无论谁为低电平,给闭环反馈系统设置基准电压,SS/EN和EA+两个信号都是误差放大器的同相输入,COMP是其输出。
于是软启动总是在闭环反馈环以下,由在COMP端的电压设置占空比,占空比由COMP电压定义,且不能短过由用户设置的TMIN脉冲。
当然,如果短的占空比由限流电路设置,则它会变得优于由COMP端电压或TMIN时钟设置的占空比。
软启动期间系由在SS/EN端与GND之间连接的外部电容CSS设置。
内部充电电流典型为25uA,在外部将软启动端控制到0.55V以下,将关闭控制器,释放软启动端即使能控制器的启动。
如果没有限流条件,加到输出电感的占空比迅速增加,直到达到稳定状态的占空比。
它由变换器稳压值决定。
在SS/EN端电压超出EA+的0.55V电压时即达到。
这样应对软启动的时间TSS,CSS值由下式计算得出:
(1)
(2)
例如,如果软启动时间TSS选择10ms,VN1为2.5V,计算出软启动电容CSS等于84nF,选择一个82nF的电容。
*空载下节省功耗的模式
UCC28950提供四个不同的轻载管理技术,用于改善宽负载范围下功率变换器的功率。
1.合适的延迟
*ADEL它设置并最佳化死区时间,去在一个很宽的范围内控制初级侧开关。
*ADELEF,它设置并最佳化死区时间,去控制初次级开关的间隔。
2.TMIN设置最小占空比的大小,如同没有电流限制的模式。
3.在DCM模式下,动态同步整流器的ON/OFF控制。
为了增加轻载的
效率,在CS端电压低于用户设置的阈值时的DCM状态,在DCM模式,同步输出驱动信号OUTE和OUTF即关断。
4.猝发模式,为了最高的轻载或空载下的效率,猝发工作模式为数个PWMTMIN脉冲工作之后随之关断。
猝发模式的时间,由用户定下的TMIN时段设置。
*自适应延迟(OUTA和OUTB,OUTC和OUTD)
从DELAB端和DELAB到地的电阻RAB,从CSS端到ADEL端的电阻分压器RAH1,从ADEL端到GND的RA设置了TABSET,OUTA和OUTB之间的延迟时间。
也包含了高到低电平及低到高电平。
这个延迟其为CS信号功能逐渐增加,在VCS=1.8V下测量,为TABSET1,到在2.0V下测量为TABSET2,这个做法可以确保高低边MOS之间没有短路电流。
为了使ZVS工作在宽的负载范围下工作,做到最佳状态。
它仅仅取决于电阻分压器RAN1和RA。
最长最短延迟之间的合适比例被设置好了,最大比值由CS和ADEL端一起设置实现。
如果ADEL接到GND,则延迟时间就固定了,仅由从DELAB到GND的电阻RAB决定。
延迟TCDSET1和TCDSET2的设置及达到OUTC和OUTD的作为非常像刚刚描述的OUTA和OUTB,差别仅在电阻RCD是接到DELCD和GND之间来设置TCDSET2。
OUTD和OUTC的延迟要与OUTA和OUTB相同,都由ADEL端的电压决定。
延迟时间TABSET由(3)式给出
(3)
同样,延迟时间TCDSET2由(4)式给出
(4)
在此公式内,RAB和RCD为KΩ,CS电压为伏特,KA范围为从0-1的系数。
延迟时间TABSET和TCDSET2为ns,这些公式是经验的,从测量数据中推出。
这样,就不必绝对按公式计算。
一个实例,设RAB=15KΩ,CS1v,KA=0.5,这样TABSET为90.25ns,从(3),(4)式中KA相同,且为:
(5)
KA设置怎样延迟是凭检测CS电压变化的,如果KA=0,延迟为固定。
如果KA=1,延迟最大是在CS=0.2V,并且在向1.8V升上时确保延迟减小,最大最小延迟之比为6:
1。
推荐由设置KA=0和设置TABSET和TCDSET2相对较大,这样可以防止开关通过短路电流。
OUTA,OUTB以及OUTC,OUTD之间的延迟由电阻RAB和RCD相应地设置。
在轻载时调节最佳延迟,然后用改变KA设置OUTA,OUTB在最大电流时的最佳延迟。
对OUTC和OUTD时相同,通常C,D总是ZVS状态。
RA和RAH1确定了CS端加到ADEL端的部分电压,KA确定了取决于CS电压的有效延迟,KA从0变化,此处ADEL端短路到GND,延迟不取决于CS电压。
变到1,ADEL绑到CS,设置KA,RAB和RCD,提供能在初级开关整个负载范围内保持最佳ZVS条件。
因为CS上的电压包括反射到初级侧通过电流检测电路的负载电流。
图4和图5示出由CS电压和KA的功能设置的延迟,它们的条件分别为:
RAB=RCD=13KΩ(图4),RAB=RCD=90KΩ(图5)。
图4延迟时间的设置RAB=RCD=13K图5延迟时间的设置RAB=RCD=90K
*自适应延迟(OUTA和OUTF,OUTB和OUTE)
从DELEF端到GND的电阻REF与从CS到ADELEF端的电阻分压器RAEFHI一起加上从ADELEF端到GND的电阻RAEF设置相同的OUTA和OUTB之间的延迟时间TAFSET和TBESET到低,以及相关的OUTF或OUTE到低电平,如图6。
图6OUTA和OUTF,OUTB和OUTE之间的差别
这些延迟作为CS信号从TAFSET1的函数逐渐增加,它是在VCS=0.2V下测量的。
TAFSET2是在VCS=1.8V下测量的。
DELAB和DELCD的行为却相反,TAFSET2这个延迟是最长的,此时在CS端信号最大,TAFSET1此时最短。
这将在很宽的负载电流范围内减小同步整流MOSFET的体二极管的导通时间,从而改善效率,减少体二极管反向恢复时间。
最长和最短延迟之间的比例设置只取决于电阻分压器RAEFHI和RAEF。
如果CS和ADELEF绑在一起,比值会最大化。
如果ADELEF接到GND,则延迟是固定的,仅由从DELEF到GND的电阻REF决定。
延迟时间TAFSET由下面(6)式给出,同样定义TBESET。
(6)
在此式中,REF以KΩ计,CS端电压以伏特计,KEF为CS电压从0~1的数值,延迟时间TAFSET为nS,此式的经验值相近。
作为计算实例,假设REF=15KΩ,CS=1V,KEF=0.5。
则TAFSET为41.7nS,KEF为:
(7)
RAEF和RAEFHI确定出CS端加到ADELEF电压的大小,KEF确定决定于CS电压的延迟时间,KEF变化从0(ADELET到GND)到1。
(ADELEF绑在CS端上)。
图7图8示出延迟时间随CS电压和KEF在REF=13KΩ和90KΩ时的变化曲线。
图7延迟时间的设置RAB=RCD=13K图8延迟时间的设置RAB=RCD=90K
*最小脉冲(TMIN)
从TMIN端到GND的电阻RTMIN设置固定的最小脉冲TMIN加到输出整流器,使初级开关在轻载时也能做到ZVS开关。
如果输出PWM脉冲受命于反馈环时比TMIN更短,则控制器进入猝发模式工作。
此处,甚至几个TMIN脉冲跟随关断时间,其由反馈环主宰。
合适地选择TMIN阶段由下面时间决定。
上升沿时功率变压器要有中够的励磁电流才能保持ZVS状态,最小脉冲TMIN由(8)式定义。
(8)
RTMIN为KΩ,TMIN为nS。
相关曲线示于图9。
最小占空比的值DMIN由(9)式给出。
(9)
此处,FSW(OSC)为KHZ振荡器频率。
TMIN为最小脉冲nS,DMIN为百分比。
图9最小时段与设置电阻的关系曲线图10开关频率和电阻RT的关系
*猝发工作模式
如果变换器的占空比低于TMIN,则进入猝发工作模式,控制器将给出一个或两个功率传递周期的脉冲。
如果控制器给出一个功率传输周期到OUTB和OUTC,它即停止。
如果开始给出的功率到OUTA和OUTD,则它再给出一个功率传输到OUTB和OUTC,然后再停止。
控制器总是停止在OUTB和OUTC的功率传输周期处。
如果控制器仍需要一个占空比少于TMIN,则控制器进入关断模式,然后它等待,直到变换器需要一个等于或高于TMIN的占空比,此前控制器提出的TMIN或一个PWM占空比系由COMP电压决定。
*开关频率设置(RT)
在RT和VREF端之间接一支电阻RT来设置固定的工作频率,同时令此控制器作主控方,同时提供同步脉冲从SYNC端送出,其具有0.5占空比。
频率等于内部振荡器。
为设置从属变换器工作模式,接一支电阻RT,从RT端到GND,并且放一支825KΩ电阻在SS端到GND,并联在SS-EN电容上。
这个结构令控制器工作于从属状态。
如果两控制器SYNC端接在一起,从属控制器相对主控制器有90度相位移动。
控制器开关频率等于输出脉冲的频率。
公式(10)定义主动控制器的正常开关频率。
在UCC28950中,为内部时钟振荡器频率,它是控制器输出频率的两倍。
(10)
在此式中,RT为KΩ,VREF为伏特V,FSW(NOM)为KHZ,这是一个经验的近似值,这不是唯一的协议。
实例:
VREF=5V,RT=65KΩ,则开关频率FSW(NOM)为92.6KHZ。
式(11)定义出变换器的正常频率,如果变换器处于从属变换器状态,而电阻RT接于RT端到GND之间。
(11)
此式中,RT为KΩ,FSW(NOM)为KHZ,注意VREF=5
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