完美升级版双闭环调速系统毕业论文.docx
- 文档编号:23656281
- 上传时间:2023-05-19
- 格式:DOCX
- 页数:36
- 大小:426.77KB
完美升级版双闭环调速系统毕业论文.docx
《完美升级版双闭环调速系统毕业论文.docx》由会员分享,可在线阅读,更多相关《完美升级版双闭环调速系统毕业论文.docx(36页珍藏版)》请在冰豆网上搜索。
完美升级版双闭环调速系统毕业论文
(此文档为word格式,下载后您可任意编辑修改!
)
目录页
第一章绪论………………………………………………………………………2
1-1课题背景,实验目的与实验设备…………………………………………2
1-2国内外研究情况……………………………………………………………3
第二章双闭环调速系统设计理论………………………………………………3
2-1典型Ⅰ型和典型Ⅱ型系统…………………………………………………3
2-2系统的静,动态性能指标…………………………………………………4
2-3非典型系统的典型化………………………………………………………6
2-4转速调节器和电流调节器的设计…………………………………………7
第三章模型参数测定和模型建立………………………………………………9
3-1系统模型参数测定实验步骤和原理…………………………………………9
3-2模型测定实验的计算分析…………………………………………………11
3-3系统模型仿真和误差分析…………………………………………………18
第四章工程设计方法设计和整定转速,电流反馈调速系统…………………22
4-1设计整定的思路……………………………………………………………22
4-2电流调节器的整定和电流内环的校正,简化……………………………23
4-3转速调节器的整定和转速环的校正,简化………………………………25
4-4系统的实际运行整定………………………………………………………27
4-5关于ASR和ACR调节器的进一步探讨……………………………………33
第五章设计分析和心得总结……………………………………………………34
5-1实验中出现的问题…………………………………………………………34
5-2实验心得体会………………………………………………………………35
第六章实验原始数据……………………………………………………………38
6-1建模测定数据………………………………………………………………38
6-2系统调试实验数据…………………………………………………………39
第一章绪论
1-1课题背景,实验目的与实验设备
转速,电流反馈控制的调速系统是一种动静态特性优良的直流调速系统,它的控制规律是建立在经典控制规律的基础上的,用传递函数建立动态数学模型,并从传递函数模型和开环频域特性去总结其控制规律,用跟随和抗扰两个方面的指标去衡量它的动静态性能。
转速,电流反馈控制的调速系统是一种串级系统,所以其整定系统参数的方法也借鉴了一般串级系统的差别,但又有不同于一般串级系统的。
本次实验的主要目的是针对一套调速系统(包括电源,电机,励磁回路等)建立模型并整定出带滤波的电流调节器和转速调节器参数,投入运行。
实验正值暑期实践及国际交流周,我们将用两周的时间来完成参数测定实验,系统建模,调节器整定和系统投入运行。
本次实验的实验设备包括:
实验装置
型号
规格
备注
电力电子传动平台
MCL-Ⅲ
实验平台
示波器
TDS-1012
带宽100MHZ
最高采样频率1GS/s
得到转速,电流波形,调节参数时参考
数字万用表
GDM-8145
测量电阻,电压
实验设计的基本要求是:
性能指标
静态
静差率
<5%
调速范围
3(483rpm-1450rpm)
动态
电流超调量
<5%
转速超调量
<10%
1-2国内外研究情况
虽然目前的直流调速系统已经十分成熟,调速系统的信号给定已经做成集成电路,许多逻辑判断通过嵌入式系统或者工业控制机加入调速系统,但对它乃至电力拖动系统的研究是不会结束的,当前国内外关于电力拖动系统的研究主要集中在
应用现代控制理论,经典控制理论虽然物理概念明确,理论分析直观,但存在不能实现最优控制和大系统控制等问题。
随着离散控制器及其理论的发展,现代控制理论有了用武之地。
高性能的计算机可以实时完成复杂的运算;系统辨识,参数估计和算法鲁棒性上的应用,大幅改善了控制效果。
研发新型的电力电子器件,随着电力电子器件走向耐高压,大功率,高频化和智能化,新型的电力拖动系统能拥有更可靠的性能,能适应更极端的工作条件。
与嵌入式操作系统结合,嵌入式操作系统的加入能使电力拖动系统拥有更强大的功能,包括联网的云检测故障,大系统的协调工作等,此外,基于Linux的数字伺服系统无疑是目前的研究热点。
第二章双闭环调速系统设计理论
2-1典型Ⅰ型和典型Ⅱ型系统
双闭环调速系统中,无论是电机还是调节器都被看成一个拉普拉斯变换成的域模型,这些环节通过串并联合反馈连接在一起,构成了系统,要对系统进行分析,就要先清楚一些典型系统的特性。
典型Ⅰ型和典型Ⅱ型系统的区别在于原点处零极点的个数不同,而除原点外其他处的零极点个数则区分了同一典型系统的不同系统。
典型Ⅰ型的开环传递函数结构为
分别为系统的惯性时间常数和开环增益。
典型Ⅱ型的开环传递函数结构为
为一个比例微分因子,附带了惯性环节,比例微分因子存在的的作用是把系统的相频特性提升到线以上,保证系统的稳定。
典型Ⅰ型的闭环传递函数结构为
为系统的自然振荡频率
为系统的阻尼比
典型Ⅰ型的闭环传递函数结构为
为斜率为的中频段宽度。
对于Ⅰ型系统而言,开环增益K越大,截至频率也越大,系统的响应也越快,但是相角裕量裕量会变小,在响应上的表现就是调节时间变短,但是振荡会加剧。
2-2系统的静,动态性能指标
在控制系统中设置调节器是为了改善系统的静,动态性能,而要衡量调节器的设置和调整是否恰当,就需要一些相应的指标。
这些指标包括两大类,在下表中列出
跟随性能特性
名称
备注
上升时间
输出量第一次上升到稳态值所用的时间
超调量
输出量超过稳态值最大时与稳态值差值比上稳态值
峰值时间
输出量上升到最大值所用时间
调节时间
输出量稳定在稳态值附近一定范围内所用时间
抗扰性能特性
动态降落
稳态运行时突加负扰动造成的输出量降落
恢复时间
稳态运行时突加扰动后输出稳定在一定范围的时间
表2-1性能指标及其定义
Ⅰ型系统的闭环系统是一个二阶系统,它的暂态响应特性指标与系统的阻尼比和自然振荡频率有关,并且可以归纳成下表
表2-2典型Ⅰ型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系
Ⅱ型系统的闭环系统是一个三阶系统,可以将它用主导零极点法简化成二阶系统进行分析,它的跟随性能指标也可以归纳为
表2-3典型Ⅱ型系统阶跃输入跟随性能指标
2-3非典型系统的典型化
实际控制对象的传递函数多种多样,往往受很多参数影响,并且直接由微分方程建立的是高次模型。
为了构造成低阶的典型系统,需要做许多近似处理,包括,
1.高频段小惯性环节的近似处理
当高频段有几个小时间常数(,…)时,用一个小时间常数来代替,并且有
2.高阶系统降阶近似处理
考察一般情况下的高阶系统
系统稳定,即存在
则忽略系统的高次项,将系统简化为
3.低频段大惯性环节近似处理
当系统中存在时间常数特别大的惯性环节时,存在近似条件
或者
则惯性环节可以等效为,事实上,等效后的相角裕量减小了,也就是说如果等效后的系统可以稳定的话,等效前的系统一定稳定,这也充分证明了这种等效是可用的。
2-4转速调节器和电流调节器的设计
1.设计内环的电流调节器
首先要对电流内环进行简化,忽略反电动势的影响,再将内环等效为单位负反馈,进行小惯性环节近似处理,可以得到
图2-2电流内环的简化
其中和一般都比小得多,可以近似为一个惯性环节,其时间常数为
设计出电流调节器后将电流环作等效处理
而内环可以简化为典型Ⅰ型环节,从而在稳态性能上得到电流无静差,在暂态性能上有较强的跟踪能力。
系统参数要求满足
由性能指标就可以求出系统的开环增益和调节器的比例增益系数
由增益和时间常数设计出调节器
图2-3ACR和ASR所用的带滤波PI调节器
最后将电流环简化成一个典型Ⅰ型系统,作为外环的一个环节
2.设计转速调节器
进行小时间常数近似处理
图2-4简化后的转速环
将转速环校正为典型Ⅱ系统,以保证转速环的抗扰动能力。
再计算转速调节器的比例增益和时间常数
从而得到转速调节器的电阻和电容值
第三章模型参数测定和模型建立
3-1系统模型参数测定实验步骤和原理
名称
测量方法
注意事项
实测值
电枢内阻
接通电源,施加给定,使电枢电流保持在1A,但是断开励磁回路和负载回路,在电机静止的状态下,手动旋转电机转轴,在互成夹角的三点测出电枢内阻的大小,然后取平均值。
1.理论上在不加励磁磁通时电机是不会旋转的,但有时电机会因为剩磁而出现缓慢旋转,这时要反接励磁磁通去掉剩磁载接回原来的电路。
2.三次测量的差值反映了电机制作的规整度,主要收电机的转轴偏离中心程度和换向片和电刷的接触电阻。
电枢端电压,
电源端电压
电枢电流
电动势转速系数
利用电机的机械特性方程联立,消去未知的电枢回路电阻,仅由两次测量的电压差值和转速差值求出电动势转速系数
1.两组数据通过改变给定电压得到,只需要测端电压和转速,不需要关心电枢电流,励磁回路也要。
2.不需要关心电枢电流的前提是测量几组数据时电枢回路的电阻不能改变,特别是串接的起动电阻。
3.磁通量显然会影响转速系数,也不能改变。
电源端电压
电机转速
电源等效内阻
断开励磁回路,固定给定电压在0.2A到0.8A间(实验中是0.5A),改变电枢串联回路的阻值,得到两组端电压和电枢电流的值
1.励磁回路和负载回路要断开。
2.测电源内阻的方法是伏安法,电枢的端电压和电流的端电压也是电源等效内阻的端电压和端电流,用两组数据联立
电源端电压
电枢电流
电源放大系数
保持励磁回路断开,分级调节给定电压,并保持电枢电流始终小于1A(实验中为了计算方便,保持电枢电流始终在0.5A),利用
求出一组,再取平均值
1.断开励磁后要小心调整给定电压,否则很容易过流。
2.记录每一次测出数据时的电流。
3.测量组数分布要调整好,例如如果要研究电源的饱和现象要在电压都较大时多取点。
电枢电流
电源端电压
给定电压
平波电感内阻
不通电的情况下,用万用表直接测电感的阻值。
1.不能通电,此时是由万用表本身供电的。
电感内阻
电枢回路总电阻
电磁时间常数
用电感表测出电枢回路的总电感再除以总电阻,即
1.测量电感时所测电感在的回路要断开,否则就会偏小,相当于并联了其他电感
电枢电感
平波电感
电枢回路总电阻
机电时间常数
连上励磁回路,断开负载回路,突加给定使电机的峰值电枢电流达到堵转电流(实验中是1.4A),记录转速n和时间t的波形图,利用以下公式可以计算出机电时间常数
1.分别为堵转电流和空载时的电流。
2.计算图中阴影部分的面积,方法为
3.机电时间常数的计算就可以等效为阴影部分面积和堵转电流与空载电流差的商。
突加给定的转速变化图
表3-1各模型参数的测量方法
3-2模型测定实验的计算分析
(1)测量参数
测量结果1
测量结果2
测量结果3
平均值
标准差
22.64
22.28
22.35
22.4233
0.1909
相对偏差
0.966%
-0.639%
-0.326%
表3-2电枢内阻的测量结果
测量结果的不同主要是由于电机转轴的偏心,导致换向片和电枢间接触或紧或松,接触电阻或小或大,实际电机运行中还存在气隙偏心等问题,但是只要对电枢电阻的影响小于就可以忽略。
如上表,三次测量结果和均值的相对偏差都小于1%,考虑三次测量的位置互成,转子偏心对电枢内阻的影响可以抵消,所求的电枢内阻平均值是可信的
(2)测量参数
计算公式
计算参数
/v
/
/v
偏差
111
756
0.544
0.1455
159
1086
0.833
1.68%
0.1421
187
1283
1.063
-0.70%
0.1417
222
1530
1.458
-0.98%
0.1431
平均电动势系数
表3-3电动势系数的测量结果
电动势转速系数是电动机旋转时,电枢绕组内部切割磁力线所感应的电动势相对于转速的比例系数,也称为发电系数或感应电动势系数。
电动势系数直接反映了励磁的强弱,实验中没有改变励磁回路的电阻,所以这个电动势系数是一直适用的。
本组数据是仅有的一组既测量了又同时加了励磁的数据,这就意味着这组数据可以在某种程度上用来检验建立后模型的准确性。
原始数据中的和建立模型后仿真得到的结果又较大差异,这一点有可能是励磁变化导致的,在后面的模型偏差分析中会做较详细的讨论。
(3)电源等效内阻
计算公式
计算内阻/
电源端电压/V
电枢电流/A
205
0.5
10
204
0.6
20
202
0.7
20
200
0.8
10
199
0.9
10
198
1.0
14
平均电源内阻
表3-4电源内阻的测量结果
通过联立电枢回路的KVL方程,利用转速为0,电枢电流与电源端电压的关系,消去转速和电枢回路电阻,求电源内阻。
但是实验时求取的电枢电流不够精确,导致求不出精确的电源内阻,根据经验,电源内阻在10~20之间,所以所得的电阻值可以勉强使用。
(4)电源放大系数
计算公式
计算结果
给定电压/V
电源端电压/V
电枢电流/A
0.437
37
0.5
250.000
0.525
59
0.5
230.088
0.638
85
0.5
197.674
0.724
102
0.5
178.571
0.836
122
0.5
151.163
0.922
135
0.5
155.340
1.025
151
0.5
132.075
1.131
165
0.5
113.821
1.254
179
0.5
106.060
1.320
186
0.5
95.238
1.509
204
0.5
75.556
1.734
221
0.5
69.767
1.863
230
0.5
51.829
2.191
247
0.5
39.514
2.520
260
0.5
2.646
2.898
261
0.5
表3-5电源放大系数的测量结果
图期望的电源放大系数关系
给定电压和电源输出电压的关系只有在一定范围内才可以被看成一个比例关系,过小的给定电压,输出处于死区,而过大的给定电压又会使输出饱和,输出电压的值不再随给定电压的增加而增加。
通常系统工作在死区和饱和区中间的线性区内。
由于实验中给定电压的范围没有选好,导致给定电压较小时的死区特性没有明显的表示出来。
此外实验区线中的线性区也远不如期望曲线那样直。
实际上触发角控制电压的关系如下
整流输出的瞬时电压和平均电压为
其中为脉冲触发延迟角整流输出的最大电压为一个周期内的脉动个数
结合影响触发角的原理,输出电压不仅由于器件存在饱和现象和不灵敏现象,同时受电感变化和谐波的影响,使得Ks即使在线性段也有较大的变化。
在的关系中表现为两者的斜率,这个斜率应该随着的增加而先变大后变小,但在为1V时出现了一些反复,这应该是由于测量过程中的误差带来的,是由于在记录这一点数据时没有将电枢电流调回0.5A导致的。
要得到模型中放大系数,可以用线性区中几组的平均值。
线性区
平均
250.000
151.163
106.060
153.2353
230.088
155.340
95.238
197.674
132.075
178.571
113.821
表3-6的线性化
(5)直接测量得到的量
平波电抗器直流电阻/
平波电抗器电感/
电枢电感/
11.67
758
318
测得平波电抗器的电阻后就可以得到电枢回路的总电阻
由直接测量得到的两个电感值和电枢回路总电阻就可以得到电机的电磁时间常数
(6)示波器采集到的转速-时间波形
图3-1突加给定后的电机电流响应
由以上的波形图可以大致求出系统的机电时间常数
求出阴影部分的面积为
纵坐标一格代表1.4A/4=0.35A
机电时间常数为
综上,典型话后系统各结构的系数为
电动势系数
电源放大倍数
电磁时间常数
机电时间常数
失控时间(三相桥式)
0.1431
153.2353
0.0224
0.1531
0.00167
表3-7模型参数的取值
系统的动态结构框图为
图3-2V-M系统结构框图
3-3系统模型仿真和误差分析
利用求取电动势系数的转速-给定表和,不同电枢电流对应的电源放大系数表可以对已经建立的模型进行检验,虽然求电源放大系数时没有加入励磁磁通,电机没有转速,但鉴于转速和转速带来的反电动势不影响电源环节的输入输出,所以和的关系是可以使用的。
在已经建立的晶闸管-电动机系统模型中改变的值,可以得到
/v
/v
/
/A
/v
/
0.544
83
582
0.74
111
756
0.833
127
891
1.12
159
1086
1.063
163
1137
1.48
187
1283
1.458
223
1560
2
222
1530
模型仿真结果
实验结果
表3-8模型静特性与测得的特性对比
图3-3模型响应和实验结果的对比
比较可知,由参数测定得到的模型在转速和电源电压上偏小,由
下面通过仿真探讨模型误差可能的来源。
晶闸管整流器输出的电源电压较大时,也是电机转速较高的时候,对应的给定电压也较大,可以看到,实验数据和通过实验数据建立的模型仿真结果又较大的差异,可能有以下一些原因带来了模型偏差
①实验中励磁磁通可能改变了,导致测量转速时的励磁磁通和建立模型某一参量时的励磁磁通不相匹配,也就是说在这一模型中电动势系数是不合适的。
②实验中电枢电压测量存在偏差,由于电源电压的测量精度不够等原因,会影响到模型中电机的机械特性,从而改变给定电压和转速之间的关系。
③电源放大系数的非线性性带来模型的偏差,由之前的模型计算可以看出,电阻和电感的测量都是相对精确的,但是测量计算得到的电源放大系数却随给定电压的变化存在明显的非线性性,这会导致模型中的电源端电压和实验中的电源端电压不一致,从而影响电机的转速。
下面对以上三种可能的原因进行讨论
①我们试着改变电动势系数,观察在同样给定下电机转速的变化
图3--4改变励磁后的电机起动
可以看到随着电动势系数减小,也就是励磁磁通减小,电机稳定后的转速会有所上升,在0.833V的给定电压时,实验得到的转速是1086rpm,电压为159V,而理论仿真得到的转速和电压分别为867rpm,和178V,按照我们在电机拖动中德知识,弱磁后系统电压减小,在一定范围内转速提高,并符合模型偏差量,结合,给定电压较大时(1.465V)时的情况,可以初步判断,有可能是励磁磁通变化带来模型误差。
②改变电枢电阻,观察转速的变化
图3-5改变电枢电阻后的电机起动(空载/负载)
可以看到,在存在负载时,电枢电阻偏大会降低最后的转速,但是计算模型时的电阻只包括电枢内阻,电抗阻值和电源内阻,实验时还存在起动电阻没有完全切除的可能,所以电阻测量的偏差不是模型误差的来源。
③改变模型中的电源放大系数,考虑到模型电源放大系数的非线性性,
图3-6改变电源放大系数对转速的影响
仿真和实验时给定电压0.833V时的转速分别为867rpm和1086rpm,由上图可以看到Ks的偏大会使转速偏大,实际转速较模型仿真出的转速偏大,可能是模型电源放大系数偏小带来的,但这是不合理的,因为在计算平均放大系数时所用线性段放大系数都是偏大的,很难想象模型的放大系数还会出现偏小的情况。
综上所述,模型的偏差是由于得到参数的实验和得到转速的实验励磁磁通不同带来,这是可以接受的,因为实际中励磁磁通本来就会不断改变。
第四章工程设计方法设计和整定转速,电流反馈调速系统
4-1设计整定的思路
双闭环调速系统是一个典型的串级系统,其整定方法和其他串级系统类似,有三种整定方法,一步整定法,两步整定法和逐步逼近法,本次课程设计用的是两步整定法,先整定电流内环,后整定转速外环。
电流内环的要求主要是快速跟随,转速外环的主要要求是抗扰动,消除转速静差,由此确定内环简化为典型Ⅰ型系统,外环为典型Ⅱ型。
实际系统和理论系统不同,实际系统必须有滤波环节以减少高频干扰信号,在这个双闭环调速系统中还必须有电流滤波,转速滤波和给定滤波三个环节,同时为了保证综合点处参与运算的量相位相同,同样的滤波(一阶惯性)环节加在反馈回路是有必要的。
4-2电流调节器的整定和电流内环的校正,简化
已经计算得到的系统模型参数如下
电动势系数
电源放大倍数/s
电磁时间常数/s
机电时间常数/s
失控时间(三相桥式)/s
电枢回路总电阻/
0.1431
153.2353
0.0224
0.1531
0.00167
48
表4-1模型参数
要求的性能指标和已知条件如下
性能指标
静态
静差率
<5%
调速范围
3
动态
输入超调量
5%
扰动超调量
10%
已知条件
限幅值
最大速度给定
5V
最大电流给定
5V
电流反馈强度
5V/1.4A
速度反馈强度
5V/1450rpm
滤波环节
调节起输入电阻
调节器滤波电容
表4-2性能指标
由
所以电流内环简化为
电流调节器的传递函数为
检查电源电压的抗扰能力
查看抗扰能力表可知,可以满足题目的要求
电流调节器超前时间常数
要求起动超调量小于5%,查表,取(为电流环开环增益)
所以电流调节器的开环增益为
得到电流调节器的传递函数为
电流内环的闭环传递函数时间常数
又有
查表可知电流内环等效的典型Ⅰ型系统超调量
满足系统要求
而对于电流调节器有
所以
图4-1电流内环的起动波形
4-3转速调节器的整定和转速环的校正,简化
电流环等效时间常数
根据测速发电机的纹波情况,可以取
确定转速环的小时间常数
转速调节器的传递函数为
要求的跟随和抗扰动性能较好,,选取系统开环传函的中频带宽,则ASR的超前时间常数为
同时求出转速环开环增益为
得到转速调节器的传递函数为
对于转速调节器有
所以
由中频带宽h=5查表得到转速超调量为37.6%,但实际上由于转速调节器在起动时出现饱和,其超调量远远达不到37.6%
图4-2转速环的起动波形图
转速超调量
得到计算
- 配套讲稿:
如PPT文件的首页显示word图标,表示该PPT已包含配套word讲稿。双击word图标可打开word文档。
- 特殊限制:
部分文档作品中含有的国旗、国徽等图片,仅作为作品整体效果示例展示,禁止商用。设计者仅对作品中独创性部分享有著作权。
- 关 键 词:
- 完美 升级 闭环 调速 系统 毕业论文