4差动输入级恒流源Ube倍增电路音频功率放大器.docx
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4差动输入级恒流源Ube倍增电路音频功率放大器
差动输入级(恒流源、Ube倍增电路)音频功率放大器
葛中海
采纳自举电路设计的功率放大器尽管电路相对较为简单,但却存在下限工作频率截止点。
引入自举电路是为了幸免对信号正半波进行放大时,没有足够电流提供给互补管利用。
不缺三极管利用的情形下,采纳恒流源能够保证对正半波进行放大时,也有足够的电流提供给上位管。
与此同时,将差动放大器也设计成由恒流源提供工作电流,能够大大提高对共模噪声的抑制比和放宽对电源电压的准确要求。
如图1所示,这是笔者为中山技师学院电子专业三年级同窗,在教学《有效音响电路》一书时,为大伙儿设计的第五个中功率音频功放电路。
通过实验制作、电路调试、交直流参数测试、计算,明白得、分析与体验功放电路的工作原理、调试方式和故障排查。
图1差动输入级(恒流源、Ube倍增电路)音频功率放大器
R1是输入电阻,与C1组成低通滤波电路,滤除信号源或电路板引入的杂散高频干扰。
R2为C2提供放电通路,在系统断电后放掉C2残余的电荷。
R5与C3、C4组成去耦电路,排除输出级电流波动引发的电压纹波对输入级的阻碍。
C3(瓷片电容)滤除高频,C4(电解电容)滤除低频(R7阻值较小,正常工作时压降忽略不计)。
R六、R八、VS1与VT3组成恒流源,给差动管提供恒定的静态电流——既是电源电压有较大范围的变更,该电流也大体维持不变。
VS1击穿导通,压降约,R8操纵稳压二极管击穿电流(大约),使其工作于反向特性曲线陡降区,同时又能知足其平安工作要求。
由于VT3发射结压降为,那么R6的压降约3V,因此流过R6的电流约1mA。
该电流也是VT3的发射极电流IE3,又IE3≈IC3,IC3又被VT一、VT2分流为IC1、IC2,则IC3≈IC1+IC2。
VT4、VT5组成镜像恒流源,且VT4的b-c极连接,通过限流电阻R9到地。
忽略二者的基极电流,若它们的UBE、β也相同,那么它们的e-c极电流相等,即
IR9≈IC4≈IC5
VT4、VT5电路结构对称,IC4≈IC5,犹如镜子内外的物像完全一样,这确实是镜像恒流源名称的由来!
VR1、R0与VT0组成UBE倍增电路,调剂VR1可使静态时UAB=3*UBE,抵消VT7、VT8与VT9发射结死去压降,其电流调剂能力、温度补偿性均优于两只开关二极管(1N4148)与可调电阻的组合运用。
电阻R3、R4组成份压电路产生Vcc/2电压,加到VT1基极,成立静态偏置电压(直流Vcc/2)。
假设把VT1、VT2组成的差动放大电路等效成集成运放,那么VT1、VT2的基极别离相当于集成运放的同相端和反相端,那么电路的交流等效模型相当于同相较例放大器,于是,系统的分析就变得简单了。
一、静态参数
1.静态电压
设电源为+20V,调剂VR1时测量R16(或R17)压降(采用数字万用表200mV挡),使其约为5-10mV。
依照欧姆定律可知,这时功率管VT9、VT10集电极静态电流约为20-40mA。
这时,所有三极管发射结电压都约为左右,各个三极管都工作在放大状态。
实测电位,计算有关参数:
晶体管
基极
集电极
发射极
发射结压降
说明
VT1
Ueb1=Ve1-Vb1=
差动对管
VT2
0
Ueb2=Ve2-Vb2=
VT3
(=Ve1)
Ueb3=Ve3-Vb3=
恒流源
(实际参数R6=
VS1=)
VT4
20V
Ueb4=Ve4-Vb4=
镜像恒流源
VT5
Ueb5=Ve5-Vb5=
VT6
(=Vc1)
653mV
Ube6=Vb6-Ve6=619mV
激励管
VT7
-
-
-
619mV(直接测量)
复合管NPN
VT8
-
-
-
622mV(直接测量)
复合管PNP
VT9
607mV(直接测量)
功放管
VT10
598mV(直接测量)
VT0
UAB=(实际测量时,VT0的基极不能用万用表碰触,否则整机电流很大)
UBE倍增管
注:
由于笔者手中暂无稳压管,因此VS1用3V稳压管代换,现在R6用Ω;另外,笔者手中没有D880,用TIP41代替。
1.VT1的静态电流
稳压二极管VS1与电阻R8组成简单的稳压电路,则VT3的基极电位比电源低稳压二极管VS1的反向压降,那么VT3、R6与VS1组成恒流源,为差动放大级VT1、VT2提供恒定的静态电流,提高对共模噪声的抑制比,同时减弱电源电压波动对差动输入级的阻碍。
IE3=()/R6=()V/3KΩ=1mA
式中,是稳压二极管VS1的稳压值(注:
笔者手中没有稳压二极管,因此用稳压二极管代替,把R6改成。
IE3也约为1mA)。
一样来讲,希望差动管VT1、VT2均分IC3,即IC1≈IC2=。
如此,电阻R7的压降为
UC1=IC1*R7=×1kΩ=1V
2.镜像恒流源
晶体管VT4、VT5组成镜像恒流源,因此IC4≈IC5≈IR9。
假设电源电压Vcc=20V,那么IR9约为
IR9=(Vcc-UEB4)/R9=()V/3KΩ=
忽略VT7、VT8基极电流,那么VT5的集电极电流IC5几乎全数流经VT6,即
IC5≈IC6≈IR13
于是,VT6的基极电压UB6(也即VT1集电极电压UC1)就能够够表示为
UB6=UBE6+UR13=UBE6+IR13*R13=+×200Ω=
——那个数据超级接近第1项中的分析计算!
可是,实际测量VT6发射极电压为UE6=653mV,那么流过R13(笔者实际用220Ω)的电流为
IR13=653mV/R13=653mV/220Ω=
该值远大于IR9(=)!
这确实是说,尽管IC5≈IR9,但IC4≠IC5,镜像电流源的“不镜像”(注:
笔者做的另一块电路板IC4≈IC5)。
什么缘故会显现那个状况呢?
缘故在于,分立的单体晶体管不是由同一晶片制成的,它们的UBE、β很难做到一致,因此,分立晶体管组成的镜像电流源的电流未必相等也在情理中。
而集成电路内部的晶体管集成在同一硅片上,能够通过相同的激光刻画工艺技术,使得镜像电流源对管或差动对管大致一样的UBE、β,保证镜像电流源的电流相等。
二、交流测试
1.1kHz空载、负载
橙色——输入;蓝色——输出(下同)。
图3空载——输出最大不失真,整机电流约30mA
图4负载(8Ω喇叭)——输出下半波最大不失真,整机电流约550mA
空载、负载
图5空载——输出最大不失真,整机电流约30mA
图6负载(8Ω喇叭)——输出最大不失真,整机电流约400mA
3.随机波形(负载8Ω喇叭)
图7随机测试《康美之恋》
(1)
图8随机测试《康美之恋》
(2)
三、分析与试探
(1)有些音响书籍中,在VT2集电极对地串入与R7等值的电阻。
可是,实际测试发觉,该位置是不是串入电阻对电路的直流、交流没什么关系。
一样来讲,为了维持电路的对称性,最好串联与左侧电路等值的电阻。
在双互补电路,串联那个电阻,通过测量电阻上的压降即可明白,差动管的静态电流是不是相等。
(2)在直流分析与计算时,咱们知道
IR9≈IC5≈IR13
由于晶体管放大状态时,发射结压降转变区间很小,硅管约。
因此,VT6基电位可表示为
UB6=UBE6+IR13*R13=UBE6+IR9*R13
另一方面,观看VT1,其集电极电位可表示为
UC1=IC1*R7
显然
UC1=UB6
即
IC1*R7=UBE6+IR9*R13
其中,IR9是镜像电流源设定的电流,即便IR9≈IC4≠IC5,IC5也相应确信了(要么比IR9大一些,要么比IR9小一些)。
因为IC5≈IC1,故IC1也确信了(只要不超过VT一、VT2发射结上的恒流源所能提供的极限值)。
承接前文,为了使差动放大器性能一致,希望IC1=IC2,这种状况能够通过对元件参数的适当设定而得到。
比如,当电源为20V时,IR9=,若IR9=IC4≈IC5,UBE6=,则
UB6=UBE6+IR13*R13=+×200Ω=
另一方面
UC1=IC1*R7=(IE3/2)*R7=×2kΩ=1V
若R13=100Ω,那么
UB6=UBE6+IR13*R13=+×100Ω=
于是
IC1=UC1/R7=UB6/R7=/2kΩ=
那么,有
IC2=IE3-IC1=1mAmA=mA
这时,差动放大管VT一、VT2的c-e电流就再也不相等了!
(3)由于IC3≈IC2+IC1,故理论上讲IC1最大值为1mA,UC1最大值为2V,由公式UC1=UBE6+IR13*R13,可知
UBE6+IR13*R13≤2V
而UBE6的转变区间较小,约为V,那么上式可变换为
IR13*R13≤
考虑到IR13≈IR9=,那么
R13≤=720Ω
另外,由于R13是鼓励放大管VT6的发射极电阻,它具有交直流负反馈的作用,故取值不宜过大。
(4)输出端直流电压的稳固问题
观看电路,读者可能会问:
镜像电流源VT4、VT5处于放大状态,鼓励放大管VT6也处于放大状态,怎么能保证输出端电压稳固在Vcc/2,且A点比Q点高2个PN结,B点比Q点低1个PN结呢?
事实上,输出电压是能够保证稳固在Vcc/2上的!
不然,平稳被打破、电路自动调整,直到稳固新的平稳。
比如,假设由于某种缘故致使Q点电压比正常时偏低,因为VT2基极电压约为Vcc/2,那么电阻R10上的电流(从左至右)增大,即VT2的基极电流增大。
于是,IC2增大、IC1减小、UC1降低(=IC1*R7),那么UBE6降低。
这时,尽管IR13不变(镜像电流源决定),但晶体管VT6的c-e压降会自动增大,抑制Q点电压的下降。
(5)极限输出电压
由前文空载交流测试波形可知,系统最大不失真电压峰-峰值约为17V,也确实是说,输出信号以Vcc/2为基准,上下摆动幅度约为±V,比理论极限电压±10V稍小,什么缘故会如此呢?
认真观看原理图能够发觉,假设VT9饱和导通(现在VT10截止),理论上讲Q点电压能够超级接近20V。
但是,现在若UQ≈20V,那么VT9的基极比UQ高、VT7的基极UA比UQ高,即UA≈——显然,这是不可能的!
同理,假设VT10饱和导通(现在VT9截止),理论上讲Q点电压能够超级接近0V。
但是,现在假设UQ≈0V,那么VT8的基极比UQ低,即UB≈——显然,这是不可能的!
即便VT6饱和导通,UB≈UBE6+UR13,如此,输出端电压大于零就在情应当中了!
另外,负载时,输出功率管的管压降UCE增大,因此输出电压正负摆幅更低。
至于正半波提早削波失真之缘故,盖因静态时A点比Q点高2个PN结。
四、改良电路
1.工作原理
由于用分立元件组成的镜像恒流源中的电流未必“镜像”,因此,需要设计一个更为靠得住的恒流源,使其电流知足希望的设计要求。
另外,VT9所用的NPN管也能够用PNP(复合管仍然为NPN)代替,电路作适当变形,就可取得另一种形式,依照这种思路设计的电路如图9所示。
图9改良电路
由于R9的存在,VT5发射结为VT4提供基极偏置;同时,VT5发射极经R12接电源,故R9又为VT5提供基极偏置。
VT4、VT5均处于导通状态,忽略二者的基极电流,那么VT4的e-c电流经R9流到地,R12的电流经VT5的e-c,作为鼓励级的静态电流。
假设VT4的发射结为,那么R12的电流为
IR12=UEB4/R12=220Ω≈
另外,参考原理图图1所示电路,会发觉图9所示电路中功率管VT九、VT10串联的功率电阻(R1六、R17)位置变更了——都处于功率管的发射极!
如此的结构转变,在必然程度上能抑制功率管的静态IC。
因为功率管温升后发射结曲线左移,发射结压降不变时、基极电流增大、IC增大,由于R1六、R17串联在发射极,则UR16、UR17必然增大。
假设UAB不变、VT7、VT8输出电流也不变,那么电阻R14、R15的压降UR14、UR15也不变。
由于
UR14=UR16+UEB9
UR15=UR17+UBE10
那么,UR16、UR17的增大,必然使功率管发射结压降减小,相应地抑制功率管IB、IC的进一步增大(电路局部负反馈)。
为了让读者更能明白这一点,现以图示说明如下:
如图10所示为晶体管发射结特性曲线,常温25℃时UBE1对应基极电流IB1,高温55℃时UBE1对应基极电流IB2,显然IB2>IB1,即一样晶体管发射结压降,高温时基极电流远大于常温时的基极电流。
通过发射结串联电阻,电阻压降增大致使,高温时晶体管发射结压降,如图10所示的UBE2,这时对应基极电流IB3,尽管IB3>IB1,可是比IB2有必然程度的减小。
图10晶体管发射结特性曲线
1.交流测试
(1)1kHz空载、负载
橙色——输入;蓝色——输出(下同)。
图11空载——输出最大不失真,整机电流约30mA
图12负载(8Ω喇叭)——输出下半波最大不失真,整机电流约550mA
空载、负载
图13空载——输出最大不失真,整机电流约30mA
图14负载(8Ω喇叭)——输出最大不失真,整机电流约400mA
3.随机波形(负载8Ω喇叭)
图15随机测试《漂亮的神话》
(1)
图16随机测试《漂亮的神话》
(2)
图17实物电路板(万用板焊接)
2021-6-10
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