平均电流控制.docx
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平均电流控制
摘要:
讨论了平均电流法和峰值电流法的控制特点,并详细分析了平均电流法控制芯片UC3854BN的应用,最后提供了实验波形。
关键词:
平均电流控制;峰值电流控制;功率因数校正;斜坡补偿;次谐波振荡
1平均电流法和峰值电流法的比较
我
们
知
道
开
关
功
率
电
路
的
电
路
拓
扑
分
为
电
流
模
式
控
制
和
电
压
模
式
控
制
由
于
电
流
模
式
控
制
具
/、
有
动
态
反
应
快
、
补
偿
电
路
简
化
、
增
益
带
宽
大
、
输
岀
电
感
小
、
易
于
均
流
等
优
占
八、、
而
取
得
了
越
来
越
广
的
应
用
。
电
流
模
式
控
制
分
为
峰
值
电
流
模
式
控
制
和
平
均
电
流
模
式
控
制
两
种
。
峰
值
电
流
法
是
将
实
际
检
测
的
电
感
电
流
和
电
压
外
环
设
疋
的
电
流
值
输
入
PWM
比
较
器
进
行
比
较
如
图
1所
斤示。
峰
t值
苜电流
盒法
左的
勺电流
託环增
曾益较低
氐。
平均电流
盒法
去是:
将实际
示f
电感电流
和
电
压
外
环
设
疋
的
理
想
电
流
接
到
-一-
个
高
增
益
的
电
流
误
差
放
大
器
通
过
电
流
误
差
放
大
器
将
电
流
误
差
放
大
再
接
到
PWM
比
较
器
和
-一-
个
大
幅
值
的
锯
齿
波
(
即
振
荡
器
的
坡
度
)
比
较
如
图
2所
斤示。
£I峠値电泪.權丸检制电琨氐齐用序
峰值电流模式控制和平均电流模式控制相比主要有以下缺点:
1)
对
噪
声
敏
感
峰
值
电
流
模
式
控
制
是
将
电
感
电
流
的
上
升
沿
(
即
开
关
电
流
)
同
设
疋
的
电
流
值
相
比
较
当
瞬
态
电
流
达
到
设
疋
值
PWM
比
较
器
输
岀
翻
转
将
功
率
开
关
管
关
断
。
电
感
电
流
上
升
到
设
疋
值
的
坡
度
即
(
Uin-Uo)
/L很
小
特
别
是
Uin
"小
时
坡
度
更
小
所
以
这
种
控
制
方
法
易
受
噪
声
干
扰
。
每
次
开
关
管
通
断
时
都
会
产
生
-一-
个
噪
声
尖
峰
。
并
且
耦
合
到
控
制
电
路
的
-一-
个
小
电
压
就
能
使
开
关
管
迅
速
关
断
使
电
路
处
于
次
谐
波
运
做
模
式
而
产
生
很
大
的
纹
波
。
而
平
均
电
流
模
式
而
是
将
电
流
放
大
器
的
输
岀
和
晶
振
比
较
当
时
钟
脉
冲
使
功
率
开
关
管
开
通
后
晶
振
幅
度
迅
速
降
到
了
-一-
个
低
值
所
以
平
均
电
流
模
式
抗
干
扰
能
力
强
。
2)
需
斜
坡
补
偿
图
3及图4分
别
是
D
(占空比)
大于50%
和
小
于
50%
时
峰
值
电流控制的电感电流波形图。
其中Ue是电压放大器输岀的电流设定值,△Io是扰动电流,mi、m2分别是电感电流的上升沿及下降沿斜率。
从图中
可以看出当D<50%时扰动电流引起的电流误差『1变小,而D>50%时扰动电流引起的电流误差△「变大。
所以峰值电流模式控制在d>50%时电路工作不稳定,需给PWM比较器加坡度补偿以稳定电路。
对于Buck电路,补偿坡度是uo/L,由于输岀电压恒定,所以补偿值便于计算并恒定,但是补偿电路还是增加了整个电路的复杂性;对于Boost电路,补偿坡度是(UinUo)/L,由于输入电压随电网波动而变化,所以补偿值不恒定,这使设计的固定补偿网络,很多时候会发生过补偿,降低了电路的性能并导致了波形畸变。
而平均电流模式控制用晶振幅度来提供足够的补偿坡度,而无须外加补偿电路。
094I)>知阳
3)具有尖峰值/平均值误差如图5所示,峰值电流控制模式中随着占空比D1、D2的不同,电感电流的平均值⑴I2也不同。
虽然可以通过斜坡补偿来获得不同占空比下一致的电感电流,如图6所示,但这也增加了电路的复杂性。
用5出他屯他鏗机理N申匸帝轼玻补快的申场电岚
电流模
式控
制
的
实质
是
使平
均
电
感
电
流跟随误差
电压
Ue设定的值,
即
可
将电感
用一
个
恒
流源
来
代替
从
而
使
整个系统由
二阶
降为一阶。
但
峰
值
电流法
电感
电
流
的平
均
值和
峰
值
间
存
在差值,在
BUCK
电路中由于电
感
电
流的纹
波相
对
电
感电
流
的平
均
值
很
小
并且存在
电压
外环的校正作
用
所以峰
值和
平
均
值的
这
种误
差
可
以
忽
略;在BOOST电路中,峰值要跟
随
输入电
网的
正
弦
波,
所
以和
平
均
值
间
的误差很大
,在
低电流,尤其
是
电
流不连
续时
如
每半
周
期输
入
电
流
过
零时,这种
误差
最大,它会使
输
入
电流波
形畸
变
。
这时
就
需要
-一-
个
大
电
感来使电感
电流
的纹波变小,
但
这
将使电
感电
流
的
坡度
变
乍,
降
低
抗
干
扰能力。
陛fi屯就抻期慣丸中蕭茯城軒躊妁平即电蘆和
4)
产
生
次
谐
波
振
荡
内
部
电
流
环的
增
益尖峰
是
电
流
模
式
控制的一
个
重
要
问
题
。
这
种
增
益
尖
峰
发
生
在
1/2
1开关
频
率处,
使
相
移
超
岀
范围,导
致
电
路
工
作
不
稳
疋
使
电
压
环
进
入
次
谐波
振
荡。
导
致
在
连
续
固
定的驱动
脉
冲
时
输
岀
占
空
比
却
在
变
化
如
图
7所示。
这时也需斜
斗坡补
卜偿来抑制次谐
普波
振
荡
。
出“上濡点圾骂聆的电咯电底雄母
2UC3854BN控制电路设计
我们设计的po=i200W功率因数校正电路,米用了Boost电路的拓扑、平均电流法的控制电路及UC3854BN的控制芯片。
电路参数如下:
输入电压:
Uin=(75%〜125%)220V=165〜275V
开关频率:
fs=80kHz
效率:
n>0.95
检测变压器变比:
1:
100
输出电压:
Uo=DC410V
功率因数:
PF>0.993
电感:
600gH
检测电阻:
15Q
2.1功率部分设计
1)电感设计
输入电压最小时电感电流最大,所以计算电感时选取该时刻为计算点。
电感的大小还和开关中允许的纹波有关,允许的纹波含量越多,电感值越小,一般选纹波含量为线电流峰值的20%。
最大的线电流峰值ILIN(PK)发生在最小的输入电压时,D为电流峰值时的占空比。
/j~、2F*#I
=J200/0.95)/165=10.XA
A=0.2x10.呂=2.I6A
D=(U^此乩
=(410*;Tl6S)/4!
QsQ.43
/,=D讯•・"(>;几x0・2
=川
=xTXt65xa43/(116xS()Xio、}二5SO4H
'&L=60(J|iH
llAPlIIS/nNPMl+I—11.S8A
2)输出电容选择
输岀电容的大小和开关频率纹波电流、次谐波电流、输岀直流电压、输岀纹波电压、功率及输岀保持时间有关。
电容电流等于开关频率纹波电流和100Hz谐波电流之和。
当考虑保持时间时,输出电容Co的计算公式为
a2-!
«/((.1-)
式中:
tH电容的保持时间,指输入关断后,输岀电压在一定范围内
保存的时间,一般为15~50gs;
Uomin负荷最小工作电压。
Co一般按1~2gF/W选取,若不考虑保存时间,只考虑纹波电流、纹波电压,则Co按0.2gF/W选取,在此选Co=1200诉。
3)功率MOS管和二极管的选择
主MOS管选择IRFP460,Udss=500V,Rds(on)=0.27Q,|d=20A,coss=870pF。
升压二极管选择高频快速恢复二极管APT30S60B,30A/600V,反向恢复时间25ns(要
求小于75ns)。
UC3854BN的驱动信号被TC4424放大后接一个10Q的电阻到开关管的栅极。
4)乘法器/除法器电路
UC3854的核心是一乘法器/除法器电路,如图8所示。
该电路的作用是根据整流后的正弦半波电压,产生一个正弦电流标准波形|MO,实际电流波
形就跟踪该波形,即相当于跟踪输入电压的正弦波形,所以能取得高功
率因数。
其设计过程如下
选择Uff分压电阻(Uff设定范围1.5〜4.7V,工作范围0〜5.5V)
设低进线电压(165V其平均值为165X0.9)时Uff=1.5V,_则有
165X0.9/1.5=99:
1
设分压电阻Rff3为10kQ,则
RTOTAL=10x99=990kQ,设Rff2=100kQ,贝URff1=900-100-10=880kQ,
Rff3、Rff2分别并联滤波电容Cff2、Cff1构成二阶滤波器,滤波极点定为
15Hz(fp=15Hz),滤波极点是根据如下的过程确定的:
由于Uin是二倍频(100Hz)正弦半波,而Uff的大小将直接影响乘法器输
岀
的
100Hz正
弦
半
波
的
大
小
,并
使
该
正
弦
半
波
包
含
4次谐波
皮分量。
>因此要:
求
Uff
尽
量为平
滑
的
直
流
量
同
时
考
虑
到
乘
法
器
对
输入电
压幅值
的响应速
度
要
快
为此
要
求
该
-二二
阶
低
通
滤
波
器
的
转
折
频
率
不能太
低,并
且为了获
得
最
大
带宽,
要
求
两
阶
滤
波
器
的
极
占
八、、
在
同
—一
频
率
。
当由
于Uff失
真引起的
谐
波
失
真占总
谐
波
失
真
的
百
分
比
被
限
制
在
1.5%
以
下时,
又由于
输入市电
经
桥
式
整流后
产
生
的
-二二
次
谐
波
失
真
为
66.7%
因
此
该二阶
低通滤
波器的增
益
为
:
1.5%
/66.7%
=0.025
平
分给两
级
低
通
滤
波
器
的
增
益
每
级
为
0.15。
根
据增益
与转折
频率的关
系
增
益AV=fc/fin
已
知
输
入
信
号
的
频
率
fin=2
X50=100Hz,所
以转折
频率fc=15
Hz,
由此计
算
滤
波
电
容
的
大
小
Cti=
=xMx100k】{T』
=xISxHixIO1)=I>06piF
——选择电阴
设定离进线电压时h-200“•则
Ift.=/2275/(2(Mlx10-ft)x2MQ
计算电阻RM0
最低进线电压时|ac=100gA且乘法器输出为1V,最低进线电压最大负载时UEA(电压误差放大器的输出)为最大值6V,因此根据乘法器输出公
AJ
Xu?
=([.ftrrn—1J
=L5'/(I00x10*x(6-03=**■5kH
因为RMO上的电压是乘法器的输出,RC极点频率应大于100Hz,所以RM0并联噪声抑制电容C12为
C12W1/(2pRMo)=1/(2氷100X4.5X103)P50nF
实验选择C12为1nF°
4)电流环设计
为了稳定运行,必须进行电流环相位补偿。
电流环补偿后在开关频率
附
近
提供
平
稳
增益°
在低频的零点响应提供高增益完成平
均电流
控制工
作
°
在开
关
频
率附近
误差放大器的增益要配合电感电流的
下降沿
,当开
关
管
关断
时
则应配
合晶振的坡度。
本
设计
开
关
频率fs=80kHz,单位增益交越频率fc应为14kHz(
1/6开关
频率
)
但本
电
流
环的主
要工作是跟踪线电流,10kHz的带宽是
合适的,
值,因
此
将
交越
频
率
定在fc=10kHz°电流环的零点必须设置在交越频率上,
或低
于
交
越频
率
处
°如设
置在交越频率上,相位裕度有45°,低
于交越
频率
相
位
裕度
更
大
点。
45°相位裕度的系统工作稳定、过冲低、
干扰小
°所
以
将
J—零点
频
率
fz置在
交越频率处(fz=10kHz)°当极点高于开
•关频率
的一
半
时
极
占
八、、
不
会影响
控制环的频率响应。
为了减少对噪声
的敏感
性,极
占
八、、
通
常设
置
在
开关频
率附近。
本设计设置极点频率fp在开关频率处(
fp=80kHz)
°
简
略计算
过程如下:
零
点处
功
率
部分的
增益Gid(s)为
IGA5)t二/;./1\、
=[1.^/(f“,/LJ
二(R一/IaLI
式中:
弘厂一检M电矶卜电压;
5—电漁放大器输出电⑷冷轉电310.I5H:
心一關按电HO-*liA代人得
IF;.1^4!
0xtlx!
(»xN)0x10*xC>,2
=0.26
因为交越频率处整个电流环为单位增益,即GCA=1。
而电流环增益和功率部分增益之积为1,则有
6,」I八I订I二1/0.26=3,8
式附:
兀——从川浇输测到电淹放大器的临何繰人端电
陈设定为艮IkH
代人得
Atr=3.Nx5.Ixl(r=19.38kn
itft320kD
l2KfeG)=10kHz
=J/Qnx2QxlOxWxl(y)=795pF
iiG=InF
/i=1/C^7TK仁f「ICj+G」:
Ji*I/12irWf?
ri
C;=1/12tt/Ci/I=1/12ttx20x10'kKOxl(kbi
-lOOpF
选KbhiF
5)电压环设计
Boost电路输出部分的低频模式是电流源驱动电容的一阶电路,功率部
分
和
电
流
反
馈
环
组
成
该
电
流
源
输
岀
电
容
组
成
该
电
容
该
模
式
具
/、
有
—
20db/1
0倍
频
的
增
'益
.特
性
.。
为
1了
工
作
'稳
.疋
电
.压
环
也
必
'须
补
偿
比
.起
稳
.疋
性
功
率
因
数
校
正
电
路
电
压
环
更
需
要
的
是
保
持
输
入
线
电
流
畸
变
小
。
电
压
环
的
带
宽
必
须
设
计
为
足
够
低
以
衰
减
输
岀
电
容
上
的
工
频
-二二
次
谐
波
电
压
误
差
放
大
器
也
必
须
有
足
够
的
相
位
裕
度
以
在
相
位
上
跟
踪
输
入
电
流
使
功
率
因
数提高
电压
环部分
的
设
计从计算输
岀
电容
上
允
许的
二次谐波
电压开始,再计
算
电压
放大器
允
许
的输岀二次
谐
波,
及
由
此算
岀电压放
大器的二次谐波
增
益,
由该增
益
值
可以算岀电
压
环的
补
偿
电容
。
功率部
分的增益和电压
环
的增
益组成
整
个
电压环的增
益
整
个
电
压环
的增益为
1算岀交越频率
。
再由
交越频
率
算
出补偿网络
的
电阻
。
计
算过
程如下:
输出
电容的
纹
波
电压UOPK为
I=p^x^/i..=(P・F/(WH・‘茁}式屮:
认——出电君為的容杭.Co=1200屮;
A—输人(出H器号频孰几=100Hr;代人建数优町冉
八帕=1200/(*195X2orxl(X)x1200xl(r*x4KH
=4.0K\
电压谀養枚大器上的纹波丛5为
LL*pi■ACAUtu
式申点——紋波察数■设定为1.3%i
是"u—拳法1>电压谋澄放人界妁输出最丸鑿恥
iFr,=6^1小
代人議数値町側
l/r^=0.015x5=0.075V
电压泯埜放大器的二战谐波埔益IG骈刪I为
I(A-“I=fm,-(J.075/4.OS=0.018
C;=
式中:
冊电压谒垦放大器反向瑜人端电BL设世
为i.36MQ,
优人参数值可側
f:
=1/(2tt>100x0.018xL36xW)-65nF
选a=(iwf
极点频举#为
=心「圧•丽
=讷加两3wwg'J
=[1200^0.95x4tt*x1200k1055x
410xL36xKTxO.1xIO1}]11=*i4Hz
Kf=I/(2tt/;.V:
ihi=I/<2irx14xO.Ix10
*H4U1
m2oko
整个电压环iftjjr.1由于
7h=fJ||*i-a'"=I
町求出£二冷币业电压放大器堰益f;仆
3实验结果
根据以上设计所得到的实验波形如图13、图14所示。
可以看出该设计很好地完成了功率因数0.993,效率0.95的设计目标。
耳MeJ.SHr岀z的沌』
4结论
本文分析了平均电流控制和峰值电流控制的特点,在电路稳定性、对噪声的敏感性和电路设计简便等方面,平均电流控制要优于峰值电流控制。
然后又将一种平均电流模式控制芯片UC3854应用在功率因数校正电路中,取得了良好的应用效果。
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- 平均 电流 控制