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交流励磁发电机变速恒频运行原理
交流励磁发电机变速恒频运行原理
1.风力机最大风能捕获运行机理
风力是一种取之不尽,用之不竭的可再生能源,但又是一种具有随机性﹑爆发性﹑不稳定性特征的动力源,因而存在一个如何使用风力机实现风能的高效采集﹑高效利用的问题。
由空气动力学原理,通过叶轮旋转面的风能只能被风力机吸收一部分,可用风能利用系数Cp来描述:
Cp=Pm/Pw(Ⅰ—1)
其中:
Pm为风力机吸收且输出的机械功率;Pw为通过浆叶输入风力机的功率。
故系数Cp反映了风力机吸收利用风能的效率。
风力机的风能利用系数Cp与风力机的一个重要运行参数叶尖速比λ密切相关,如图Ⅰ—1所示。
叶尖速比即叶轮的叶尖线速度与风速之比,即
λ=RΩ/V=R2πn/(60V)(Ⅰ—2)
式中R为叶轮的半径,Ω为叶轮旋转的角速度,n为叶轮的转速,V为风速。
风力机的风能利用系数Cp与叶尖速比密切相关,风能利用系数与叶尖速比的关系曲线如图Ⅰ—1所示。
能捕获的关键是控制风力机转速。
风力机按浆叶节距的磁链分量分别为:
Ψm1=Ψ1,Ψt1=0。
忽略发电机定子电阻,发电机感应电动势E1等于定子侧端电压U1。
因为
落后于
90°,故
和位于t轴的负方向,从而有Um1=0,Ut1=-U1关系。
忽略定子电阻时发电机电压和磁链方程为[9][13][24]
式中Ls,Lr,Lm为发电机定、转子等效自感和互感;r2为转子绕组电阻;Im1,It1,Im2,It2为定、转子电流的m、t轴分量;ω1,ωs为同步角速度及转差角速度;p为微分算子。
从(Ⅱ—1)式可看出,不计定子电阻影响时,发电机的定子磁链Ψ1为常数,其值为定子电压与同步角速度之比。
2.发电机矢量变换控制系统
按Um1=0,Ut1=-U1关系,发电机的功率方程为
可以看出,有功功率P﹑无功功率Q分别与定子电流在m、t轴上的分量成正比,调节转矩电流分量It1和励磁电流分量Im1可分别独立调节P和Q。
由前面发电机的电压和磁链方程可以导出
其中
﹑
是分别与Im2﹑It2具有一阶微分关系的电压分量,△Um2﹑△Ut2为电压补偿分量。
即
其中:
a=-Lm/Ls,b=Lr-Lm2/Ls。
﹑
为实现转子电压﹑电流解耦控制的解耦项,△Um2﹑△Ut2为消除转子电压﹑电流交叉耦合的补偿项。
这样将转子电压分解为解耦项和补偿项后,既简化了控制,又能保证控制的精度和动态响应的快速性。
按(Ⅱ—1)式~(Ⅱ—6)式可设计出变速恒频发电机定子磁链定向的矢量变换控制系统框图,如图Ⅱ—2所示。
系统采用双闭环结构,外环为功率控制环,内环为电流控制环。
在功率环中,有功功率指令P*按(Ⅰ—6)式计算得到,无功功率指令Q*可根据电网对无功功率的要求计算,也可从发电机的功率消耗角度来计算[2]。
指令P*﹑Q*与功率反馈值P、Q进行比较,差值经PI型功率调节器运算,输出定子电流无功分量及有功分量指令I*m1和I*t1。
I*m1和I*t1按(Ⅱ—2)式计算得到转子电流的无功分量和有功分量指令I*m2和I*t2,I*m2和I*t2和转子电流反馈量比较后的差值送入PI型电流调节器,调节后输出电压分量Um2ˊ﹑Ut2ˊ,加上电压补偿分量就可获得转子电压指令Um2*﹑Ut2*,旋转变换后得到发电机转子三相电压控制指令Ua*﹑Ub*﹑Uc*。
系统所采用的定子磁链观测器为较为实用的u-ω型磁链观测器,其运算关系如图Ⅱ—3所示。
由于发电机定子磁链矢量
超前于定子端电压矢量
90°空间角,若电压矢量
相角为θu,则定子磁链矢量
的相角θs为
定子磁链矢量
的幅值Ψ1可根据(Ⅱ—1)式求出。
3.变速恒频风力发电系统运行仿真
(1)仿真参数
三相绕线式异步发电机
四极,额定功率2.1kw
额定电压220V/额定频率60Hz
定子电阻r1和漏感L1σ分别为0.435ohm,2mH
转子电阻r2和漏感L2σ分别为0.816ohm,2mH
互感Lm=69.31mH
转动惯量J=0.089kg·m2
风力机
浆叶半径R=2.3m
额定功率2.2kw
最佳风能系数Cpmax和最佳叶尖速比λopt分别为0.43和9
变速齿轮箱
增速比K=7.846
(2)风力机模型
风力机模型如图Ⅱ—4所示。
输入为角速度ωm和风速v,输出为驱动转矩TL。
设空气密度ρ=1.25kg/m3,无功功率参考值Q*=350w。
由于风力机与发电机轴间通过一增速比N=7.864的变速齿轮箱连接,故发电机角速度ωr和风力机角速度ωm关系为ωr=Nωm=7.846ωm。
对应风速v的发电机理论最佳角速度ωropt为
假定第10秒时风速由4m/s升至6.8m/s,按上式得到两风速下发电机的理论最佳转速分别为122.8rad/s和208.7rad/s。
(3)仿真结果
在仿真中采用空载并网方式并网(详情参见第三部分),并网前,发电机空载运行角速度为167.5rad/s,0.5秒时刻并入电网。
·图Ⅱ—5风速变化时发电机转速调节的过程。
第一次调节是从并网时刻的167.5rad/s
开始,5秒后转速达到稳定;第二次调节开始于风速发生阶跃的10秒时刻,在15秒时刻转速趋于平稳,调节后两个最佳角速度分别稳定在122.6rad/s和207.92rad/s,与理论计算值非常吻合。
·图Ⅱ—6和图Ⅱ—7追踪最大风能过程中发电机和风力机功率和转矩的调节过程。
·图Ⅱ—8发电机定子电流波形。
在最大风能追踪控制下,发电机输出有功功率相应地变化,在电网电压恒定情况下表现为定子电流的幅值相应地变化,整个过程中定子电流频率始终保持恒定(60Hz)。
·图Ⅱ—9转子电流的变化过程。
随着发电机转速的变化,转子电流频率相应地变化,转速过同步点时其频率为零
。
·图Ⅱ—10发电机定子侧的输出功率功率。
随着风速的变化发电机输出有功功率P相应变化的时候,无功功率Q不受其影响,保持设定的350Var不变,实现了P和Q的解耦控制
·图Ⅱ—11追踪最大风能过程中发电机转子侧功率P2的流向的变化。
当发电机亚同步速运行时,P2>0,表示功率从电网流向发电机;超同步运行时时,P2<0,表示功率从发电机流向电网,采用功率可双向流动的双PWM变频器作为发电机转子侧的交流励磁电源,不但改善了电能的质量,而且很好地解决了发电机运行在亚同步和超同步转速下的功率流向问题。
三.变速恒频风力发电机并网控制技术
传统的恒速恒频发电方式下发电机和电力系统之间为“刚性连接”,即发电机输出频率完全取决于原动机的速度,与电网和发电机励磁无关。
因此,发电机并网之前必须经过严格的整步和(准)同步,并网后也须严格保持转速恒定。
如果发电机运行中由于故障而失步,也就很难被牵入同步,必须脱网再次进行整同步操作,重新并网。
异步发电机并网的方式比较多[3],如直接并网,准同期并网和降压并网,但它们都要求在转速接近同步速(90%~100%)时进行并网,对转速有一定的限制。
软并网技术是最近国外研究比较多的先进并网方式[3][4],它是通过控制发电机与系统之间用作并网开关的双向可控硅的触发角而减小冲击电流。
采用交流励磁变速恒频方式运行后,发电机和电力系统之间构成了“柔性连接”。
此时只要根据电网电压﹑电流和发电机的转速来调节励磁电流,就可精确地调节发电机输出电压,满足并网要求。
1.变速恒频风力发电机的并网方式
根据发电机并网前的运行状态,并网控制方式可有两种:
并网前发电机空载,调节发电机的空载电压以实现并网称空载并网方式;并网前发电机接独立负载(如电阻),调节发电机的端电压实现并网称独立负载并网方式。
两种并网方式如图Ⅲ—1所示。
2.变速恒频风力发电机并网控制策略
并网前为调制发电机输出电压满足并网条件,,交流励磁变速恒频发电机须采用定子磁链定向矢量变换控制。
(1)并网控制分析用电机数学模型
图Ⅲ—2为发电机并网分析用参考坐标系示意图[5],其中α1-β1为定子两相静止坐标系,α1轴取定子A相绕组轴线正方向。
α2-β2为转子两相坐标系,α2取转子a相绕组轴线正方向。
α2-β2坐标系相对于转子静止,相对于定子绕组以转子角速度ωr逆时针方向旋转。
M-T坐标系是两相旋转坐标系,以同步速ω1逆时针旋转。
α2轴与α1轴的夹角为θr,M轴与α1轴夹角为θS。
为实现发电机有功﹑无功的解耦和独立调节,控制系统采用了发电机定子磁链定向矢量变换控制,所采用的M-T坐标系的M轴与定子磁链矢量
的方向重合,并按电动机惯例建立发电机数学模型。
忽略定子电阻时发电机端电压矢量
应该超前定子磁链矢量
90º,即位于T轴正方向。
在M-T坐标系中,发电机的电压方程为[13][24]:
发电机的磁链方程为[13][24]:
式中,R1﹑R2为定子,转子绕组电阻。
L1﹑L2﹑Lm分别为定﹑转子等效绕组的自感以及同轴等效绕组间互感。
Um1﹑Ut1﹑Um2﹑Ut2分别为定子和转子电压在M轴和T轴上的分量,下标1﹑2分别代表定子﹑转子。
Im1﹑It1﹑Im2﹑It2分别为定﹑转子电流在M轴和T轴上的分量。
Ψm1﹑Ψt1﹑Ψm2﹑Ψt2分别为定﹑转子磁链在M轴和T轴上的分量。
Ims为定子等效励磁电流。
ω1﹑ωs﹑ωr分别为发电机的同步速﹑绝对转差和转子转速,其中ωs=ω1-ωr。
p为微分算子。
在上述磁场定向的条件下,Ψm1=Ψ1,Ψt1=0,Um1=0,Ut1=U1,则(Ⅲ—1)式和(Ⅲ—3)式分别变为:
忽略定子电阻,(Ⅲ—5)式变为:
由(Ⅲ—7)式知,工频下磁链定向时的发电机定子磁链为定值,端电压U1正比于定子磁链Ψ1。
(2)发电机空载并网控制
发电机空载时,定子电流为零,即Im1=It1=0,则(Ⅲ—6)式和(Ⅲ—4)式分别简化为:
将(Ⅲ—8)和(Ⅲ—9)式代入(Ⅲ—2)式,得到:
(Ⅲ—7)﹑(Ⅲ—8)﹑(Ⅲ—10)式为变速恒频发电机空载并网的控制依据,以此可形成如图Ⅲ—3所示并网控制框图。
(3)发电机带独立负载并网控制
并网前发电机带有独立负载,此时发电机定子侧有电压及电流,并网控制所需的参数不但取自于电网侧,同时还取自发电机定子,这时应根据电网电压的信息控制发电机运行状态使其满足并网条件。
由于同步速一定条件下发电机电压U1和定子磁链Ψ1成正比,根据(Ⅲ—6)式定子磁链Ψ1与定子等效励磁电流Ims成正比关系,所以通过调节Ims可以调节发电电压U1。
Im2和Ims的关系可由(Ⅲ—6)式推得:
考虑到励磁用PWM逆变器为电压源型,故需将转子励磁电流转换成逆变器输出电压的表达式。
根据(Ⅲ—6)式有:
将(Ⅲ—12)式代入(Ⅲ—4)式得:
其中a,b为与发电机参数有关的常数
将(Ⅲ—13)式代入(Ⅲ—2)式经整理得:
(Ⅲ—15)
其中,
﹑
分别是4与Im2﹑It2具有一阶微分关系的分量,简称电流分量:
(Ⅲ—16)
△Um2﹑△Ut2则是电压补偿分量:
(Ⅲ—17)
﹑
是实现转子电压﹑电流解耦控制的解耦项,△Um2﹑△Ut2是为消除转子电压﹑电流M﹑T分量交叉耦合关系而设的耦合补偿项。
将转子电压分解为解耦项和耦合补偿项后,简化了控制算法,提高了控制精度和响应快速性。
带独立负载并网控制框图如图Ⅲ—4所示。
整个系统采用双闭环控制,外环为电压环(发电机定子电压矢量控制),内环为电流环(发电机转子电流控制)。
由于并网前发电机带有负载,因而发电机可以参与整个系统的能量控制和速度调节。
设三相星形连接负载每相电阻为R,电网相电压有效值为Uequ,则稳态时发电机输出能量P1为:
双馈发电机的能量关系可表示为
式中Pcu1,﹑Pfe1为发电机定子铜耗和铁耗,Pe为电磁功率,s为转差率,PM﹑
﹑Pm分别为输入发电机机械功率﹑机械损耗和发电机获得的净机械功率,P2﹑
为转子功率和转子功耗。
由式(Ⅲ—18),(Ⅲ—19)可得到:
如果发电机的变速范围设定为同步速的±35%,则风力机的输出机械功率上下限PMmax,PMmin为:
3.两种并网方式的仿真研究
仿真所用参数同第二部分。
·图Ⅲ—7所示表示空载并网时由风力机控制的发电机的转速。
为模拟变速发电过程,假定发电机的转速按0.1Hz的频率作正弦变化,变化幅度为同步速的±35%。
·图Ⅲ—8与图Ⅲ—9表示了发电机线电压U1与电网线电压U1*以及电压误差err=|U1-U1*|,其中图图Ⅲ—8(a)为前0.06秒的波形,(b)为t=6.12秒~6.18秒时的波形。
可以看出,电压误差err随时间逐渐变小,6秒后小于0.5伏,此时发电机电压波形与电网电压的波形误差极小,符合并网条件。
图Ⅲ—9(a)表示了发电机转子励磁电压和励磁电流的波形,当过同步速时转子电流频率为零。
(b)为发电机空载并网时定﹑转子电流的变化,由于并网时发电机端电压与电网电压已非常接近,准确地符合并网条件,合闸时冲击电流很小。
·图Ⅲ—10~图Ⅲ—12为发电机带独立负载并网的仿真结果。
风力机按照(Ⅲ—21)式控制其输出机械功率PM,发电机则根据风力机提供的功率和独立负载的大小自动调节转速达到功率平衡。
风力机的输出功率按0.1Hz的频率﹑±35%同步速的幅值作正弦变化。
图10(a)和(b)分别为风力机的输出功率和发电机转速,可以看出,随着风力机输出功率的变化,发电机的转速也进行调整,图中发电机的转速复盖了亚同步速,同步速和超同步速,类似于空载并网,图12发电机转子电压﹑电流波形的变化反映了这一过程。
图Ⅲ—11为带独立负载并网方式下发电机电压U1与电网电压U1*以及电压误差err的波形。
3.两种并网方式的比较
发电机空载并网方式控制简单,电压误差衰减迅速,冲击电流小,在发电机允许的转速范围内变转速不影响发电机的并网控制。
发电机带负载并网时电压误差的衰减稍慢于空载并网方式,但发电机可以通过吸收原动机的输出能量而自动调节转速,对原动机调速能力的依赖性小。
四.变速恒频风力发电系统交流励磁变频电源
交流励磁变速恒频风力发电子系统中,发电机转子侧采用变频器励磁。
由于变频器只需供给转差功率,大大减少了对变频器容量的要求。
发电系统根据风力机的转速变化调节转子励磁电流的频率,实现恒频输出;再通过矢量变换实现发电机的有功、无功功率的独立调节,进而控制发电机组转速实现最大风能捕获方式运行。
由此可知,高质量的转子变频电源是双馈发电机运行性能及生产高质量电能的保证。
实现交流励磁变速恒频风力发电技术的关键在于寻求一种输入、输出特性好,无电力谐波,功率可双向流的“绿色”变频器。
1.交流励磁用变频器类型
由于交流励磁双馈发电机在追踪最大风能曲线时可能在同步速上、下甚至同步速运行,这就要求变频器输出的励磁电压在大小、频率和相位上均可调,甚至输出直流。
此外发电机在同步速上、下运行时,交流励磁绕组的功率将有输入、输出的双向流动,从而要求变频器具有功率双向流动的能力。
更为重要的是,作为励磁电源的变频器要有优良的输入、输出特性,确保发出电能符合电网质量要求,目前采用电力电子技术手段构造的有:
(1).交-交变频器
晶闸管相控交-交变频器通常由反并联的晶闸管相控整流电路构成,改变两组变流器的切换频率,就可以改变输出频率,改变变流电路工作时的控制角
,就可以改变交流输出电压的幅值。
它的输出电压是由若干段电源电压拼接而成。
因而除基波外含有丰富的低次谐波,输入、输出特性一般不理想,但功率可双向流动。
通常6脉波三相桥式电路输入功率因数低,输出电压中低次谐波含量大,不适合用作交流励磁电源,应采用12脉波变流电路,但72管结构的12脉波变频器结构、控制复杂。
因此交-交变频电路主要用于大功率的变速恒频水力发电中,而不适合于风力发电的应用。
(2).矩阵式交-交变频器
这也是一种直接变频电路,所用开关器件为全控型,主电路结构简单。
输出频率不受限制,可获得正弦波的输入和输出电流,可在接近于1的功率因数下运行,能量可双向流动。
目前因无商品化双向开关器件而使其电路结构较复杂,控制方法还不成熟。
但其优良的输入、输出特性和紧凑的结构,配合无刷双馈发电机的最佳组合将能构成极具潜力的变速恒频发电机组。
(3).交-直-交变频器
不控整流-PWM逆变电路的型式可以使输出电压正弦化,改善了输出特性。
但不控整流加电容滤波的变换会造成输入电流畸变、谐波增大,输入功率因数低下。
这种变流方式不具备能量双向流动的能力,也不能用作变速恒频双馈发电机的励磁电源。
(4).双PWM变频器
双PWM交-直-交变频器不仅有良好的输出性能,而且大大改善了输入性能,可获得任意功率因数的正弦电流。
同时它又具有能量双向流动的能力,是一种理想的变速恒频风力发电机转子励磁要求的变频电源,是本交流励磁变速恒频发电系统研究中的关键技术。
2.双PWM变频器的基本原理
交流励磁用双PWM变频器的主电路如图Ⅳ—2所示,图中
、
、
为三相电网电压,
、
、
为转子三相绕组的反电势,
、
分别为交流进线电抗器的电感和电阻,
、
分别为转子一相绕组的漏感和电阻。
交流励磁变速恒频发电系统运行时发电机转子绕组中能量经常地双向流动,变频器的整流部分和逆变部分经常变换运行状态,在不同的能量流向下实现整流和逆变的功能,分别称之为变换器Ⅰ和变换器Ⅱ。
两变换器结构对称,仅对变换器Ⅰ进行详细的分析,变换器Ⅱ可以作类似推理。
设变换器Ⅰ接电网侧,工作在整流状态(PWM整流器),结构如图Ⅳ—2所示。
功率开关按正弦规律作脉宽调制。
由于输入电感L的滤波作用,整流器交流侧的输入可近似认为是三相正弦电流,输出呈直流电压源特性,稳态时的输出直流电压可保持不变。
图Ⅳ—3是整流器输入电压Us、输入电流Is和施加在整流器交流侧电压Ur间的向量图,控制Ur电压幅值和相位,可获得所需大小和相位的输入电流,也控制了直流侧输出电压。
通常采用直流电压外环和输入电流内环的双闭环控制方式,电压外环保证稳定的直流输出,电流内环用于提高系统的动态性能和实现限流保护。
从原理上看,三相PWM整流器的能量传输是可逆的,整流运行时,能量从交流侧向直流侧流动。
当直流侧输出电压高于给定值时,电路工作于逆变状态,能量从直流侧流向交流侧。
由于输入侧设置有三相电感,整流运行时主电路工作于升压状态(boost电路);逆变运行时主电路工作于降压状态(buck电路),直流输出电压总是高于交流输入线电压的峰值。
这种特性导致PWM整流器的直流输出电压过高,输入应采用降压变压器。
3.双PWM变频器的控制
为了实现三相PWM整流器的高性能控制,首先建立它的数学模型。
设功率开关器件为理想开关,根据图Ⅳ—2,有
式中
、
、
为是三相桥臂的开关函数:
S=1表示下标所对应的桥臂上管导通,下管关断;S=0表示下标所对应的桥臂下管导通,上管关断;其它各量参见图Ⅳ—2。
同步速dq轴系中,上式变为:
可以看出,dq轴电流不独立,存在交叉耦合关系,只有经过解耦才能使其静、动态性能达到最优。
式(Ⅳ—2)中输入电流满足下式:
式中d、q轴电流除受控制量urd、urq的影响外,还受交叉耦合电压ωLiq、-ωLid扰动和电网电压usd和usq扰动。
需要寻找一种解除d、q轴之间电流耦合的控制方法。
假设整流器交流侧电压矢量Ur中包含三个分量:
其中urd1=usd,urd2=ωLiq;urq1=usq,urq2=-ωLid。
由式(Ⅳ—3)和式(Ⅳ—4)可得:
可见,d、q轴电流已实现了解耦,可分别独立控制。
图Ⅳ—4为实现以上PWM整流器解耦的双闭环控制系统结构图。
4.PWM整流器的实验研究
针对10kw交流励磁变速恒频风力发电机实验系统,设计了一台4kw的双PWM变频器,重点对PWM整流器进行了实验研究。
整流器直流输出电压为120V-200V之间,为此采用了变比为380/76V的输入变压器作降压输入。
开关元件采用PM100CVA060IPM模块,额定电流100A,耐压600V。
进线滤波电感为6mH,电阻忽略不计。
直流母线滤波电容为450V/2200μF。
整流器采用TI公司的TMS320F240DSP(数字信号处理器)作全数字控制。
系统采用了直流电压外环和电流内环的双闭环控制方式,控制计算在以输入电压矢量定向的dq旋转坐标系内完成。
为了提高系统抗电网干扰能力,引入了电网电压的前馈控制。
PWM整流器实验电路结构如图Ⅳ—5所示。
整个控制系统硬件部分结构简单,控制功能主要由软件实现。
实验运行参数如下:
相电压ua=ub=uc=44V,直流电压udc=150V,负载电阻RL=30Ω。
为使所研究的PWM整流技术便于向大容量交流励磁发电机组移植,整流器的开关频率相对较低(7kHz)。
·图Ⅳ—6PWM整流器的稳态运行波形。
图Ⅳ—6(a)为电阻负载时相电压ua和相电流ia的波形,可以看出输入电流正弦且和输入电压同相位,功率因数近似为1;图Ⅳ—6(b)为整流器直流侧带200V反电势时的波形,由于负载电压高于给定电压,整流器运行在逆变状态,输入电流和输入电压反相位,能量反向流;图Ⅳ—6(c)给出了输入电流的频谱,从中看出基波分量占绝对主要成分。
这些都表明PWM整流器具有良好的输入特性,满足交流励磁应用中低谐波、高功率因数、能量双向流的要求。
·图Ⅳ—7为整流器直流输出电压给定由120V跃变调节至160V时输出直流电压和输入电流变化的波形,调整过渡过程持续约20ms,表明本文提出的采用了dq电流解耦和前馈电压补偿技术的整流器能快速跟踪给定。
同时由于电流内环的限幅作用,过渡过程电流冲击不大。
·图Ⅳ—8是负载变化时整流器的运行情况,负载电阻RL由50Ω变为30Ω,输出功率增大,而直流输出电压基本保持不变,显示了PWM整流器良好的输出特性。
5.双PWM变频器交流励磁双馈发电机变速恒频运行仿真
采用定子磁场定向矢量变换控制的双馈发电机系统框图请参见第三章图Ⅱ—2。
控制系统采用功率电流双闭环结构,系统的构成和控制原理已在第三章说明,这里重点是利用仿真研究双PWM变频器在变速恒频运行控制系统的应用。
整个仿真系统的MATLAB仿真模型如图Ⅳ—9所示。
仿真所用双馈发电机为10kw,380v,50Hz的6极电机,经折算后的参数为:
定子电阻0.0379Ω,漏感1.1mH;转子电阻0.0314Ω,漏感2.2mH,激磁电感(互感)42.8mH,转动惯量0.932kg·m2。
整流器的输入电感为2mH,直流电容4700μF。
控制部分的功能由SIMULINK模块构成,主要包括位置计算、坐标变换、PI调节以及PWM调制等功能。
控制子系统的框图见图Ⅳ—10。
电机的转速首先设定为75rad/s,作亚同步速发电运行;1.2s时给定速度跃变为140rad/s,作为超同步速发电运行。
·图Ⅳ—11给出了电机的转矩和速度响应,过渡过程没有振荡过程。
·图Ⅳ—12是逆变器输出和电流波形。
图中线电压出现了瞬时尖峰,这是因为IGBT具有开通和关
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