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图37时段LED的动态驱动电路图
图4chip组件构成的7时段LED电路板图案(双面电路板)
c.高湿度环境用的基板布线
照片1是内建周边电路的湿度传感器CHS-GSS实际外观,如图5所示相对湿度100%时CHS-GSS湿度传感器只有1V,所以可以当作数字电压计直接读取湿度。
如果与微处理器的A-Dconverter连接时,必需转换成5v等级(range)。
照片1湿度传感器CHS-GSS外观
图5湿度传感器的相对-输出电压特性
图6的电路使用单电源,它是由railtorailOP增幅器构成,可以将湿度传感器的1V转换成5V,此外利用图中的gain微调器VR1,可以使gain成为(1+480/120)=5。
布线设计上为了降低高湿度环境时的漏电(leak)现象,必需避免在OP增幅器接地(ground)之间设置图案,同时尽量加大图案之间的间隔缩减图案导线的宽度。
图中R1,R2使用1/4W±
1%金属皮膜电阻;
图7是autorouter绘制的双面电路基板图案,焊接面为全接地(fullground),本电路基板封装测试试后再用树脂包覆防湿。
图6扩大湿度传感器输出范围的电路
图7湿度传感器周边电路的pattern
(双面电路板,未标示背面接地)
d.微处理器内建A-Dconverter时,前置增幅器周边的模拟/数字分离技巧
最近几年单片微机大多内嵌A-DConverter(以下简称为ADC),封装这类微处理器时,必需防止模拟ADC受到数字电路噪讯的影响。
图8是小型单片微机与ADC用置增幅器(pre-amplifier)的电路图,图中的IC1为输出入railtorail的OP增幅器,它是ADC前置增幅器的10倍电压gain非反相增幅电路;
IC2是dropout定电压电源,它可以产生3.3V数字与模拟电路的电源;
IC2使用Renasas公司开发的R8C/Tiny系列小型微处理器,该芯片内建10位循序比较型ADC,第14号脚架(pin)除了可以输入模拟信号之外,同时也是ADC用模拟输入埠(port)。
接着介绍除外的表面封装组件,封装在双面印刷电路基板的技巧。
图8内嵌A-Dconverter的微处理器与前置增幅周边电路
图9是接地与电源电路的基板图案。
接地图案设计上的重点,必需明确分离模拟接地(以下简称为AGND)与数字接地(以下简称为DGND),此处为配合电位因此采取单接点设计,如此设计可以防止数字电路的噪讯,造成ADC的转换精度降低等问题,因此图9的AGND与DGND连接点设在IC3的Vss端子(5号脚架)附近。
图9IC3周边电路的pattern说明
本电路使用的微处理器接地端Vss子只有一条,不过其它型号的IC则将AGND与DGND端子分离,因此必需将AGND与DGND的pattern作明确的分离与单点连接(图11)。
电源电路需注意的是与IC2输出入连接的C3,C5两电容的设置,因为未降低输出入端子的高频阻抗时,低dropout电压的电源IC会有波动之虞,所以C3,C5尽量靠近IC2设置,同时还需要缩减导线长度加粗导线宽度。
图10AGND与DGND明确分离作单点连接
图11是前置增幅周边电路的电路基板pattern,如图所示C2设置在IC1附近,由于电压复归型OP增幅器反相输入端子的输入阻抗很高,极易受到外部噪讯的影响,所以图11的电路基板图案,刻意缩短至反相输入端子(IC1的3号脚架)的导线长度,图中R3是分割容量性负载与OP增幅器输出端子的电阻,OP增幅器与微处理器之间的导线很长时,该电阻必需尽量设置在OP增幅器附近。
图11前置增幅器周边电路的pattern
描绘AGND时必需尽量降低AGND本身的阻抗,实际布线图案除了采用fullpattern之外,前置增幅器的输出入导线应用贯穿孔(throughhole)设计,使导线绕到AGND背面藉此降低AGND的阻抗。
此外包含前置增幅器在内封装模拟电路的基板背面,不可有任何数字信号(包含DGND)流通,主要目的是要防止容量结合,造成数字电路的信号变成噪讯影响模拟电路的动作。
模拟电路基板导线设计
a.OP增幅器构成的全波形整流电路patterning
图12的全波形整流电路,经常因正端(plusside)与负端(minus)gain的未整合,导致波形不均衡,所以决定gain值的电阻使用误差为±
1%的金属皮膜电阻。
本电路可以使IC1b作差动动作,因此能够减缓高频时波形不均衡现象。
虽然OP增幅器采用LF412,不过可以根据设计需求,改用与OP增幅器脚架相容的LM358。
图12利用OP差动增幅器作全波整流的电路
IC1的1、2号脚架至5、6号脚架路径(route)是本电路基板主要设计重点,如图13所示如果导线绕过IC的外侧,路径会变长所以采取IC下方布线设计,正、负电源的图案导线宽度完全相同,信号则沿着箭头方向流动,二极管(diode)等整流电路则整合在基板左侧,电源导线加粗的同时接地采取fullground设计,如此一来双面电路基板就可以满足以上所有的要求。
图13利用OP差动增幅器作全波整流的电路基板图案
b.光学耦合器的基本周边导线
接着介绍封装光学耦合器(photocoupler)的电路基板分离图案设计技巧。
光学耦合器主要功能是将board或是设备之间绝缘,主要原因是为了保障各组件保证的绝缘耐压特性,因此电路基板出现所谓的分离图案设计。
图14的电路12V的输入单元与5V的输出单元就是采用分离图案设计,它使用四个编号为的PS2801-4光学耦合器。
图14使用photocoupler的电压转换电路
如图15所示为确保1次端(发光侧)与2次端(收光侧)的沿面距离,所以设计上分成表层图案与内层图案,内层图案若是fullpattern时,与一般fullpattern一样需作除料设计。
所谓沿面距离是线导体之间的指导,沿着绝缘物通行时最短距离而言,有关耐压与沿面距离,UL、VDE等各国的安全规范都有严谨的规定与说明。
(a)pattern的间隔过窄设计例 (b)pattern的间隔适当设计例
图15photocoupler正下方的1次端与2次端图案必需确实分离
I/O点数很多而且使用复数个光学耦合器的场合,必需将散热问题一并列入考虑。
图16是根据以上需求,兼具散热效果的pattern设计范例,由图可知1次端与2次端的接地共通时,利用fullpattern连接可以提高散热效果;
内层有接地时可以在fullpattern设置数个via与内层接地连接。
如上所述根据1次端与2次端的电流值与散热要求,最后才能决定电阻的定额与pattern宽度。
图16兼具散热效果的pattern设计
●c.100V以上商用电源线的图案
图17是已经绝缘可输出脉冲的商用交流zerocrosspoint电路。
TLP626LED两者未点灯时,光学耦合器的光学晶体管(phototransistor)成为OFF,输出正极性的脉冲。
图17商用交流zerocrosspoint检测电路
由于商用交流的输入线相当危险,因此设计电路基板图案时必需充分考虑绝缘与安全性。
图18所示虽然R1单独一个电阻电气上动作完全相同,不过与商用交流的输入直接连接的图案变长,或是流入电阻的电压变高时,电阻的耐电压特性会出现问题,因此建议读者最好分成数个电阻。
图19的输入电压变高时,R1电力损失会以电压的二次方增加,此时必需改佣可以封装更大阻抗的电路基板图案。
图18以R1取代图17的R1-1R1-2
图18以R1取代图17的R1-1R1-2
图19加大图17的R1-1R1-2容许电力可支持大电压范围
设计图20的电路基板图案,必需考虑下列事项:
①采用fullpattern设计,组件尽量紧凑封装。
②R1等发热组件附近设置低高度R1,同时尽量远离C1。
③R1设置复数个可以封装1W,2W,3W电力阻抗的land。
图20电路基板图案最大缺点是封装2W,3W电阻时,会因为实际电阻封装情况,造成未使用的land太接近胴体部位;
图21是设计变更后的电路基板图案,如此一来R1封装在任何位置,组件下方不会出现land。
图20商用交流zerocrosspoint检测电路基板图案 图21设计变更后的基板图案
d.可发挥24位分辨率的A-Dconverter周边电路基板图案
图22是由复数个24位A-Dconverter构成,具备电压测试精度与SN比最佳化,与直流甚至20kHz信号的多频道数据记录前置器(multichanneldatarecorderfrontend)电路图。
本电路亦可应用在3频数据记录器,为达成目的因此将成为ADC的转换基准的参考(reference)电源REF3125IC(以下简称为REF)当作ADC与pair使用,虽然如此设计ADC频道之间的gain误差会增大,不过复数ADC使用共通同的REF,图案的设计自由度提高,而且容易获得理想的基板布线设计。
图22复数个24位A-Dconverter构成的多频数据记录器电路
图23是从信号源一直到电源的过程中产生的接地电位差统计一览、上述电路为模拟/数字混载电路,因此接地会有模拟/数字电流流动,如果处理错误的话数字电路的return电流,会混入模拟接地变成噪讯源。
图23接地电流的种类与接地电位差的统计一览
此外各电路的电流是由电源的正极提供,再折返至供给元的负极,因此设计上利用此特性,设置return电流合流点与分歧,点使通行路径明确分隔。
初段的模拟电路(前置增幅器)根据本身的电位基准点接受信号电压,信号源与该电位基准点若与接地的同电位时,正确信号电压会传递至前置增幅器。
图23是表示电流的合流与分歧电位差。
此外ADC包含模拟/数字两种电路两者的接地之间电位若有动态变化的话,模拟单元会出现耦合(coupling)造成SN比恶化现象,所以图23的ADC直接连接在与地电位上完全相同位置。
图24是充分反映以上构想的数据记录器电路基板图案,如图所示宽幅的接地图案在ADC与OP增幅器正下方通行,它除了达成低接地阻抗化之外,还兼具对IC芯片的遮蔽(shield)效果,尤其是电路内层或是背面设有可以传输脉冲信号的图案时,通常都可以获得极佳低接地阻抗与遮蔽效果。
图24充分反映图23的构想的数据记录器电路基板图案
图25是基板背面图案,图中的补充图A又称为remotesensing手法。
虽然OP增幅器的输出部设置利用电容负载防止波动的电阻,不过只要插入包含该电阻与VrefP电位的复归loop,就能够正确将参考电压传至VrefP。
补充图B则称为Kelvin连接手法,由于OPA2346的第2与第3脚架之间会产生参考(reference)基准电压,因此直接在VrefP至VrefN之间铺设电压传输线,如此就可以防止return电流波动产生电压误差。
图25可以提供A-Dconverter良好参考电压的电路基板
宽频与高频电路基板导线设计中国穆斯林网*S3l
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a.输入阻抗1MHz,平滑性(flatness)50MHz的OP增幅器电路基板
*u_FF.~2J_B#W6v0图26是由FET输入的高速OP增幅器OPA656构成的高输入阻抗OP增幅电路,它的gain取决于R1、R2,本电路图的电路定数为2倍。
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H0此外为改善平滑性特别追加设置可以加大噪音gain,抑制gain-频率特性高频领域时峰值的R3。
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图26高输入阻抗的宽频OP增幅电路
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e图27是高输入阻抗OP增幅器的电路基板图案。
降低高速OP增幅器反相输入端子与接地之间的浮游容量非常重要,所以本电路的浮游容量设计目标低于0.5pF。
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如果上述部位附着大浮游容量的话,会成为高频领域的频率特性产生峰值的原因,严重时频率甚至会因为feedback阻抗与浮游容量,造成feedback信号的位相延迟,最后导致频率特性产生波动现象。
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此外高输入阻抗OP增幅器输入部位的浮游容量也逐渐成为问题,图27的电路基板图案的非反相输入端子部位无fullground设计,如果有外部噪音干扰之虞时,接地可设计成网格状(mesh)。
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图28是根据图26制成的OP增幅器Gain-频率特性测试结果,由图可知即使接近50MHz频率特性非常平滑,-3dBcutoff频率大约是133MHz。
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图27高输出入阻抗OP增幅器的电路基板图案
图28根据图26制成的OP增幅器Gain-频率
b.可发挥50MHz~6GHz宽频增幅特性的电路基板图案中国穆斯林网_v_}_?
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图29是由单晶片微波(MMIC:
MonolithicMicrowavedevice)积体电路NBB-310(RFMicroDevices)构成的频宽50MHz~6GHz宽频高频增幅器,NBB-310高频元件采用AlGaAsHBT制程制作,因此可靠性相当高。
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-Vt_F_M/h#m)e0使用MMIC的增幅器时,必需搭配适合的电路基板图案阻抗与元件,例如耦合电容、高频扼流圈(choke)、线圈(coil)(以下简称为RFC)时,才能发挥元件具有的功能。
如NBB-310技术资料的记载,偏压(bias)电流只需利用电阻与RFC即可,不过本电路使用复合型电晶体构成的currentmirror电路,加上NBB-310输出脚架的直流电压Level,会随着高频输入电力Level的变化,使用上述电阻与RFC简易偏压电路的话,输入电力变时输出脚架的直流电压会降低,NBB-310可能会有过电流流动之虞,所以偏压电路使用currentmirror电路,藉此防止发生过电流现象。
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图29频宽50MHz~6GHz宽频高频增幅器的电路
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D_n3i__U频率超过2~3GHz必需谨慎选择印刷电路基板的材质,基本上不可使用传统FR4玻璃环氧树脂,因此无铅且高频特性与FR4玻璃环氧树脂相同的高Tg玻璃环氧树脂使用可能性大幅增加。
一般而言高频电路通常会选用高频用低tan
的基板材质,此外为抑制周围温湿度造成高频特性变动,因此必需将基板的温湿度一併列入考虑。
图30是频宽50MHz~6GHz宽频高频增幅器的电路基板图案,如图所示microstripline上方的2个耦合电容C1、C2与C4、C5,并联设在线路端缘(edge)可以改善insertionloss与returnloss等高频特性。
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图30频宽50MHz~6GHz宽频高频增幅器的电路基板图案
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a_f频率超过GHz等级时,电容器的高频特性随着厂牌出现极大差异,虽然指定厂牌对资材采购单位相当困扰,不过它是OP增幅性能上重要元件之一,重视应用性能时就不应该妥协让步。
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封装NBB-310的接地面必需与周围接地面分离,如此才能够防止在NBB-310接地面流动的接地电流迷走在fullground面上,这种技巧经常被应用在改善OP增幅器的绝缘特性。
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自制线圈时使用FT23-61type的troydullcore,与直径ψ0.3polyurethane,靠近NBB-310端紧密绕卷5圈,接着均匀粗绕卷10圈;
如果使用市售的线圈必需透过测试寻找特性符合要求的产品,笔者认为若使用WD0200A(冈谷电机)可以充分发挥NBB-310的性能。
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Q_Zzg_y#]`0c.可以从直流切换成2.5GHz的RF切换电路中国穆斯林网_a_{_F_Y_s
以往RF信号切换开关大多使用PIN二极管(diode),目前GaAs与CMOS专用IC已经成为市场主流,此处以μPD5710TK为例,介绍可以切换直流~2.5GHz的宽频切换电路(图31)。
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_u_a_V9o-Pi_F0
图31可从直流切换成2.5GHz的RF切换电路
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kdC_B_s0图中的μPD5710TK采用CMOS制程制作,点线表示直流cut用电容,其它切换IC的端子偏压(bias)Level是以直流性定义,所以几乎都是用电容直流cut,不过本电路无法使用直流电。
图32是RF切换电路基板图案,图案宽度为1.8mm如此便可以成为Z0=50Ω的microstripline的传输线路,电路基板厚度t=1.0mm。
Layout基板时尽量让切换IC的的接地在附近流入背面的端子接地,如此切换控制线在端子附近强制性控制阻抗(impedance),所以没有长度与宽度等限制。
图32可从直流切换成2.5GHz的RF切换电路基板图案
为避免切换控制端子影响IC的动作,因此作业上必需谨慎处理。
图31的电容C1、C2与接地作交流性连接,可以降低电容对连接控制电路与电源图案的影响(图案成为等价性线圈,图案长度与频率关系的阻抗,从0到无限大巨大变动)。
此外电容本身具备共振频率,所以本电路采用高自我共振频率与高定数电容,晶片电容一般都在100pF~1000pF左右。
d.4GHzVCO的电路基板图案
p.e_K___\/M&
Y_o!
v4g0图33是4GHz为中心可作500MHz宽频振荡的VCO(VoltageControlledOscillator)电路,外观上看似可洱必兹基本电路,不过却无可洱必兹电路必要的C-C-L结构,然而本电路却显示负性阻抗而且还可以作振荡动作,一般的VCO为了要减轻负载,通常都会设置缓冲器(buffer),不过本电路50Ω负载时仍拥有良好的负性阻抗,所以直接连接至50Ω传输线路。
中国穆斯林网%v/w_g)t_?
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图334GHz为中心可作500MHz宽频振荡的VCO电路
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_W*K7B_D0图34是电路基板图案。
VCO的基板图案重点必需考虑决定振荡频率的元件,以及振荡电晶体的电流流动特性,依此才能设计最短的图案长度。
如上所述电路50Ω负载时显示良好的负性阻抗,所以输出直接连接至Z0=50Ω的microstripline的传输线路,此外控制电压端子Vr利用外部PLL电路以模拟电压控制,所以用C7作高频性降至ground,避免受到电路基板布线的影响。
图344GHz为中心可作500MHz宽频振荡的VCO电路基板图案
_h$a(S+h9@_D$n_W0b0Q1、L6、L4、D1决定振荡频率,所以设计图案时必需考虑贯穿这些元件的电路电流路径。
图34中的虚线表示电路电流路径。
接地采用viahole连接到L2,虽然这种连接方式属于fullground不过路径却非常短,此外viahole设计必需避免产生额外的阻抗。
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H_M$r_Z!
F_l04GHz的频率在真空中的1个波长为75mm,在印刷电路板上的波长比真空中更短,会有所谓的电路板上缩短率,加上电气上的长度只有该波长的1/2,几乎是可以忽略的长度,结果造成图案之间的距离变得非常短,所以必需尽量选用小型元件,设计电路基板图案时必需动作频率列为最优先考虑。
照片2是本电路使用的SAM连接器外观,它是Johnsoncomponents公司开发的Endlaunchconnector。
对microstripline而言,SAM的中心导体尺寸非常小,因此可以达成无阻抗暴增之虞的传输特性。
图35是SAM连接器的电路基板图案,以及中心导体尺寸与基板厚度为1.2mm时的microstripline宽度。
照片2SAM连接器的外观 图35照片2SAM连接器的footpattern
Audio电路大多采用单点接地(图36),类似RF电路的单点接地导线会成为电感器(inductance),使得各元件的接地端子之间电位变得非常不稳定,所以基板图案采用fullground设计,利用基板的背面与内层形成所谓的
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