学年第一学期电力电子技术课程设计报告文档格式.docx
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当功率管VT2(VD2)和VT3(VD3)导通而VT1(VD1)和VT4(VD4)关断时,输出电压为负的方波电压。
图2.1单相电压型全桥逆变器及其电压波形
从图中可以看到,由于逆变器输出正、负电压幅值相等,若使输出的正、负方波电压宽度相等,则输出电压的正、负半周的面积相等,从而实现了直流电压到交流电压的变换,这就是实现逆变器的基本思路。
对于要求输出正弦波电压的电压型逆变器,常称为电压型正弦波逆变器。
SPWM调制基本原理
电压型正弦波逆变器通常需要采用PWM控制;
这种采用PWM控制电压型正弦波逆变器一般应具备以下特点:
1)逆变器的直流电压固定且无需增设功率电路进行调节;
2)采用PWM控制,可同时调节逆变器的输出频率和输出电压,动态响应快;
3)逆变器的输出谐波含量低。
PWM调制的基本原理可由冲量等效原理解释,即冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其惯性环节的输出基本相同。
对于如图2.2所示的冲量相等而形状不同的四种脉冲波形。
当其作用于RL阻抗网络时,各脉冲的波形如图2.3所示。
图2.2冲量相等而形状不同的四种脉冲波形
图2.3等冲量电压脉冲激励电路及其电流响应
从各自的电流响应波形中可以看出,虽然电流响应的上升沿略有差异,但电流响应的下降沿几乎一样;
显然,电压脉冲越窄,各电流响应的差异就越小。
实际上,利用傅立叶级数分解对各电流响应进行频域分析发现,各电流响应的低频特性几乎一样,只是相应的高频特性有所不同;
对于逆变器而言,其低频特性决定了其输出基波响应。
由此可知采用PWM控制的逆变器可同时调节其输出脉冲序列的基波周期和幅值,从而实现基于PWM的VVVF控制输出。
在PWM调制中,对于脉冲宽度按正弦函数变化的脉冲宽度调制通常称为正弦脉冲宽度调制,简称为SPWM(SinusoidalPulseWidthModulation)。
这种基本调制规则是以正弦参考波作为“调制波”(modulatingwave),并以N倍调制波频率的具有分段线性特性的三角波或锯齿波为“载波”(carrierwave),将载波与调制波对称相交,就可以得到一组幅值相等,而宽度正比于正弦调制波函数的方波脉冲序列;
利用这一方波脉冲序列,并通过相应的驱动电路驱动逆变器对应的功率开关,便可以实现逆变器的SPWM控制。
采用三角载波和锯齿载波的SPWM波形调制如图2.4所示。
令调制波频率为,载波频率为,则定义为载波比;
令调制波幅值为,载波幅值为,则定义为调制度。
图2.4三角载波和锯齿载波的SPWM波形调制示意
相比之下,基于锯齿载波的SPWM实现较为简单,而在相同的开关频率以及调制波条件下,基于三角载波的SPWM其输出波形的谐波含量相对较低。
对于任意的调制波频率,载波频率恒定的脉宽调制称为异步调制。
在异步调制方式中,由于载波频率保持一定,因而当调制波频率变化时,载波比变化且与调制波频率成反比。
由于载波频率固定,因而逆变器具有固定的开关频率,这有利于逆变器输出滤波环节的设计。
但当调制波频率固定时,一个调制波正、负半个周期中的脉冲数以及起始和终止脉冲的相位角也不固定,换言之,一个调制波正、负半个周期以及每半个周期中的前后1/4周期的脉冲波形不具有对称性,这种波形的不对称性理论上也会导致输出基波的相位跳变。
不同频率时,异步调制的SPWM波形如图2.5所示。
图2.5不同调制波频率(<
)时的异步调制SPWM波形
单极性SPWM控制是指逆变器的输出脉冲具有单极性特征,即:
当输出正半周时,输出脉冲为单一的正极性脉冲;
而当输出负半周时,输出脉冲则为单一的负极性脉冲。
为此,必须采用使三角载波极性与正弦调制波极性相同的所谓单极性三角载波调制,单极性SPWM及逆变器的输出调制波形如图2.6所示。
图2.6单极性SPWM控制时的调制波形与驱动信号生成电路
所谓双极性SPWM控制是指逆变器的输出脉冲具有双极性特征。
即无论调制波的正、负半周,其输出脉冲全为正、负极性跳变的双极性脉冲。
当采用基于三角载波调制的双极性SPWM控制时,只须采用正、负对称的双极性三角载波即可,双极性SPWM控制时的调制及逆变器的输出波形如图2.7所示。
图2.7双极性SPWM控制时的调制波形与驱动信号生成电路
与单极性SPWM控制相比,双极性SPWM控制由于采用了正、负对称的双极性三角载波,从而简化了SPWM控制信号的发生。
为实现双极性SPWM控制,需对逆变器的开关管进行互补控制。
三相电压型正弦波逆变器基本原理
三相电压型正弦波逆变器原理电路如图2.8所示。
对于三相电压型正弦波逆变器,可采用多种SPWM控制方案即:
三相双极性SPWM控制、提高电压利用率的鞍形调制波SPWM控制以及既能提高电压利用率又能降低开关损耗的断续SPWM控制等。
图2.8三相电压型正弦波逆变器原理电路
三相双极性SPWM控制时的调制波形和功率管驱动信号生成原理电路如图2.9所示。
这种控制方案对每相桥臂采用双极性SPWM控制,即三相桥臂采用同一个三角载波信号,而三相桥臂的调制波则采用三相对称的正弦波信号。
图2.9三相双极性SPWM控制时的调制波形和驱动信号生成电路
这种控制方式的主要特点如下:
1)逆变器输出相对于逆变器直流电压中点的输出相电压波形为双极性SPWM波形,且幅值为。
2)输出的线电压波形为单极性SPWM波形,且幅值为±
。
3)任何SPWM调制瞬间,逆变器每相桥臂有且只有一个功率器件导通(功率管或二极管)。
对采用三相双极性SPWM控制的三相电压型正弦波逆变器线电压波形进行傅立叶分析,可得到其输出线电压的基波幅值为。
若定义逆变器输出线电压的基波幅值与逆变器直流电压之比为电压型逆变器的电压利用率,显然,三相双极性SPWM控制时的正弦波逆变器电压利用率约为0.866。
3LC滤波电路的原理与设计
交流三相LC滤波器基本结构
通常情况下,交流三相LC滤波器的基本结构主要有星形结构和三角形结构2种,其基本结构如图3.1所示。
图中,,,代表滤波电感,且均相等;
,,代表滤波电容,且均相等。
其中,图3.1(a)为星形结构的交流三相LC滤波器,主要用于三相交流接地系统中;
图3.1(b)为三角形结构的交流三相LC滤波器,主要用于三相交流不接地系统中。
图3.1交流三相LC滤波器基本结构
LC滤波电路的设计原理
为了开展LC滤波器参数的设计,考虑到交流三相系统的对称性,需要将逆变器出口的交流三相系统转换为等效的单相系统,则得到的等效单相电路如图3.2所示。
图3.2单相等效电路
图3.2中,为电感电流;
为输出相电流;
为电容电流;
为输出相电压;
为单相等效滤波电感,不论采用星形结构,还是采用三角形结构,均有;
C为单相等效滤波电容,如果采用星形结构,则有,如果采用三角形结构,则有;
,为交流用电设备的等效阻抗参数,其中,为等效电阻,为等效电感。
3.1.1截止频率范围确定
截止频率是LC滤波器的重要参量。
在进行截止频率计算之前,需要做出适当的前提假设:
1)直流电源为理想电压源;
2)逆变变频电源的功率开关器件为理想开关;
3)忽略滤波电感及滤波电容的寄生参数及系统交流电力传输电缆的寄生参数。
根据时域分析法的基本原理,二阶LC滤波器的传递函数为
(3-1)
其中
式中,为LC滤波器的截止频率;
为LC滤波器的截止角频率;
为滤波器的输出电压;
为滤波器的输入电压;
为拉普拉斯变换算子。
为了使得逆变器输出交流电力品质达到要求,要求LC滤波器的截止频率应远小于输出交流中最低次谐波频率,同时,又要远大于基波频率。
由于逆变器的载波频率较高,通常在几kHz以上,远大于10倍基波频率,因而,选择范围为载波频率的1/10~1/5,即:
(3-2)
这时,即可根据式(3-2)得到截止频率选择范围,在计算滤波参数、时,可依据该范围确定具体的截止频率点,通常从其选择范围中间值进行选择。
3.1.2LC参数计算
根据LC滤波器的传递函数,其截止频率由滤波电感和滤波电容的乘积确定,在确定截止频率后,和值还需要分别确定。
由参考文献的研究成果得到滤波电感和滤波电容的计算值如下:
(3-3)
(3-4)
这时,可根据3.2.1节中确定的截止频率点,依据式(3-3)计算出该截止频率点下的滤波电感值,再根据式(3-4)得到滤波电容值,最后,利用单相电路与三相电路的电气关系,即计算出三相电路中的L和C值。
LC滤波电路的设计流程
逆变器输出LC滤波参数设计流程如下:
1)根据逆变电源的载波频率值,确定LC滤波器的截止频率选取范围,并选定截止频率点,通常从截止频率选取范围的中间值进行选取;
2)根据电路传输理论,计算出最优传输效率下的LC滤波器的,值;
3)根据负载容量要求,验算此时的LC滤波器出口电力容量是否满足交流用电设备的电力容量要求;
4)根据系统稳定要求,验算此时的系统谐振频率是否符合系统稳定运行要求;
5)利用MATLAB/Simulink建模与仿真平台,进行系统仿真分析验证。
4仿真模型的设计
开关管驱动信号的发生电路
根据2.3节驱动信号产生原理,得到如图4.1所示的开关管驱动信号的发生电路。
图4.1驱动信号发生电路
对于图中所示电路,由三个正弦波发生器发出频率相同相位各相差120°
的正弦信号作为调制波。
与此同时,三角波发生器发出双极型的三角波作为载波。
运用比较器得到1、3、5路信号。
由三相逆变器的原理可知,同一相桥臂上的两个开关器件的驱动信号应反相,故在比较器得到的信号取反后得到4、6、2路信号。
最后用总线单元将六路信号整合,作为子系统的输出信号驱动逆变桥的开关器件。
通用电桥模块
通用电桥模块(UniversalBridge)是Simulink元件库中具有可选择的拓扑结构和电力电子设备的通用电源转换器的模块。
模块可以看作一个通用的三相电源转换器,由最高六个开关器件连接在一个桥路中配置。
电源开关和转换器配置类型参数在对话框中选择。
通用电桥模块可以仿真自然换流器(或换线)电力电子器件(二极管或晶闸管)和强迫换流器件(GTO、IGBT,MOSFET)。
不同自然换流或强迫换流电力电子器件的编号是不同的。
一个自然整流三相转换器(二极管或晶闸管),编号按图4.2所示
图4.2自然整流三相转换器编号
两相二极管或晶闸管桥的情况下,和任何其他的桥配置,换向顺序如图4.3所示
图4.3两相二极管和晶体管桥的换向顺序
GTO-二极管电桥的编号如图4.4所示
图4.4GTO-二极管电桥的编号
IGBT-二极管电桥、MOSFET-二极管和理想开关器件的编号如图4-5所示
图4.5IGBT、MOSFET、理想开关的编号
LC滤波单元
三相LC滤波器单元如图4.6所示,其中电容网络为三角形接法,即有。
图4.6三相LC滤波器单元
完整模型的电路图
完整的三相SPWM电压型逆变器的仿真模型如图4.7所示。
图4.7三相SPWM电压型逆变器的仿真模型
在通用电桥模块的直流侧加上直流电源,交流侧经过LC滤波网络连接三相纯电阻负载,负载采用星型拓扑结构,各开关器件的驱动信号由驱动发生电路产生。
添加电源轨模块。
5仿真模块配置及参数计算
开关管驱动信号电路配置及参数计算
由题目要求可知,开关频率及载波频率为10KHz,输出电压频率及调制波为50Hz,由于正弦波信号发生器频率表示为即角频率表示,计算得调制波角频率为。
各桥臂相位应相差,故第二路、第三路正弦波发生器初相应为(弧度制)、。
正弦波和三角波发生器的默认幅值均为1。
正弦波的时间设置为仿真时间,类型为时基型。
由此得到如图5.1和图5.2的配置。
图5.1三路正弦波发生器配置
图5.2三角波发生器配置
通用电桥模块配置
配置通用电桥模块为三相桥臂,缓冲电容、缓冲电感、通态电阻、前向电压均采用默认值,开关器件类型选择微IGBT-二极管类型。
配置如图5.3所示。
图5.3通用电桥模块配置
LC滤波器配置
由前述3.2.2节可知,电感和电容的取值在已知额定输出相电压和额定输出电流的情况下可分别由式(3-3)(3-4)计算得出。
由题目要求知输出相电压有效值为,输出功率为,负载为纯电阻负载。
由此计算出
又已知基波频率,截止角频率,由式(3-3)得电感值
同理,由式(3-4)可得电容值
故单相的电容值为
由此得到电容和电感网络的配置如图5.4和图5.5所示
图5.4三相电感配置
图5.5三相电容配置(三角形)
其他模块的配置
由题目要求知,输出功率为,输出相电压为,由此可以计算得到逆变器单相的额定电阻为
三相负载的配置如图5.6所示,采用星型接法
图5.6三相负载电阻的配置
电源轨配置如图5.7所示,仿真类型设置为离散,采样时间为2e-7s
图5.7电源轨配置
求解器配置如下,可变步长,ode45算法。
图5.8求解器配置
至此,仿真模型的初始化基本完成。
6模型电路的仿真测试
开关管驱动信号电路
仿真测试电路如图6.1所示,分别用三路示波器观察输入调制波和载波波形、VT1驱动信号波形、VT4驱动信号波形得到的测试结果如图6.2所示。
图6.1开关管驱动信号测试电路
图6.2三相电桥A相驱动信号波形图
由图可知,输出了符合调制要求的驱动信号。
主电路仿真测试
主电路的测试图如图6.3所示。
测试中,分别用功率表对输入功率,单相输出功率进行监测。
利用THD模块对输出线电压进行THD实时分析,利用RMS模块监测输出相电压的有效值并用示波器观察输出相电压波形,利用万用表模块对开关器件的电压和电流进行观测。
图6.3主电路仿真测试
各主要测量模块的配置如下。
图6.4输出侧功率测量模块配置
图6.5输入侧功率测量模块配置
图6.6输出相电压THD测量模块配置
图6.7输出相电压RMS测量模块配置
图6.8万用表1的配置
图6.9万用表2的配置
配置完毕后,得到仿真结果如下所示。
图6.10仿真结果
从图中可以得到,输入功率为,单相输出功率为,输出相电压,输出线电压总谐波失真为,计算得输出线电压的基波幅值为,由此得到此时正弦波逆变器电压利用率为%。
输出相电压的波形如图6.11所示。
图6.11输出相电压的仿真波形
开关器件的电压和电流波形如图6.12所示
图6.12开关器件电压和电流波形
由仿真可知开关器件承受最大电压为,流过开关器件的有效电流为。
由仿真结果可知设计结果基本符合题目要求。
7模型及参数优化
由第六部分可知,输出电压的有效值仍高于题目要求的220V,为进一步减小THD,现减小调制波的幅值,即减小调制度。
经多次尝试将正弦波的幅值调整为0.9561V。
优化后的方针结果如图7.1所示。
图7.1优化后的仿真结果
从图中可以得到,输入功率为,单相输出功率为,输出相电压,总谐波失真为,计算得输出线电压的基波幅值为,由此得到此时正弦波逆变器电压利用率为%。
优化后的输出相电压的波形和FFT分析如图7.2所示。
图7.2优化后的输出相电压的波形和FFT分析
由优化后的结果分析可知,在减小调制度后,总谐波失真明显减小,但此时逆变器的电压利用率也有了一定的下降。
为了进一步探究IGBT、二极管的所承受的最大电压和流过电流有效值。
用独立元件组成的桥式网络代替通用桥模块。
如图7.3所示。
图7.3由独立元件构成的桥式网络
分别对二极管支路和开关管支路的电流进行测量得到有效的电流分别为3.05A和10.36A。
波形图如图7.5所示。
图7.4流经二极管和开关管电流有效值
图7.5流经二极管电流的波形图
对二极管和开关管两端电压进行监测得到的波形图如图7.6所示,由统计数据可以看出,器件承受的电压约为650V
图7.6电压波形图及数据统计
由此,得到最终的设计和仿真结果如表7.1所示
表格7.1设计及仿真结果
调制度
滤波电容
滤波电感
输出相电压
输出线电压
电压利用率
开关器件承受最大电压
开关管电流有效值
二极管管电流有效值
8参考文献
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- 学年 第一 学期 电力 电子技术 课程设计 报告