L6599中文资料及产品方案.docx

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L6599中文资料及产品方案

ST公司针对日益广泛使用的LCD-TV电源推出了新一代的HB-LLC控制IC-L6599,它从L6598改进而来，从而性能更优秀，使用更便捷。

下面介绍IC特色及主要应用。

L6599是一个双端输出的控制器。

它专为谐振半桥拓朴设计，提供两个50%的互补的占空比。

高边开关和低边开关输出相位差180°,输出电压的调节用调制工作频率来得到。

两个开关的开启关断之间有一个固定的死区时间，以确保软开关及高频下可靠工作。

为使高边驱动采用高压电平位移的结构具有600V耐压，用高压MOSFET取代了外部快速二极管，IC设置的工作频率范围由外部元件调节。

起动时为防止失控的冲击电流，开关频率从设置的最大值开始逐渐衰减直到由控制环路给出的稳定状态，这个频率的移动不是线性的，用来减小输出电压的过冲，做到更好的调节。

在轻载时，IC可以强制进入到控制为猝发模式工作，用以保持空载时的最低功耗。

IC的功能包括非锁定低边禁止输入以实现OCP，具有频率移动及延迟关断，然后再自动重新起动。

更高水平的OCP在第一保护电平不足时可锁住IC以控制初级电流。

它结合了完整的应对过载及短路的保护，此外锁住禁止输入（DIS）可以很容易地改善OTP及OVP。

与PFC的接口处提供了PFC预调整器在故障时的使能端子，这些故障包括OCP，在猝发模式时令DIS为高电平。

L6599的内部方框电路如图1所示。

图1L6599HB-LLC控制IC的内部等效电路

L6599的16PIN功能如下:

1PINCSS软起动。

此端接一外部电容到GND，接一电阻到RF端（4PIN），它设置了最高振荡频率及频率移动到恒定的时间，IC加一个内部开关可以在芯片每次关闭时将此电容放电（Vcc

此时，ISEN端上的电压超过0.8V，然后长期保留在0.75V以上。

8PINDELAY过流的延迟关断。

从此端接一电容及电阻到GND，设置IC关断前的过流最大时间以及IC重起动之后的延迟，每个时段ISEN端电压超过0.8V时,电容就由内部150ua电流源发生器来缓慢放电。

如果此端电压达到2V，软起动电容就完成放电，开关频率被推到最大值。

150uA电流源总保持开启，在此端电压超过3.5V时，IC即停止开关。

内部电流源也关断，此端电压衰减由外部电阻放电完成。

IC在其电压降至0.3V以下时重新软起动。

用此方法在短路条件下，变换器用非常低的平均输入功率间歇式工作。

3PINCF定时电容。

从此端接一电容到GND，用于内部电流发生器的充电及放电，用接到4PIN（RFmin）的外部网络调节此内部电流发生器，从而决定变换器的开关频率。

4PINRFmin最低振荡频率设置。

此端提供预置的2V基准，用一支电阻从此端接到GND，以决定设置最低频率的电流。

用调频的闭环反馈调节变换器输出电压。

光耦的光电三极管通过一支电阻接到此端，电阻值将设置最高工作频率。

一个R-C串连从此端接到GND,以设置从起动到稳定工作的频率移动范围，并防止过冲。

5PINSTBY猝发模式工作阈值。

此端检测反馈控制环的电压，并与内部1.25V基准比较，如果此端电压低于基准，IC即进入空载的状态。

其静态电流即减下来，芯片在此端电压超过基准50mV后重新开起，软起动没有实行。

这个功能在负载降到几乎空载时完成猝发模式工作。

此负载水平可用接在光耦到RFmin端的电阻来调节.此端到RFmin在不使用猝发模式工作时可短接。

6PINISEN电流检测输入。

此端检测初级电流，可用一电阻或一电容分压器做无损检测，此输入无内部逐个周期式控制。

因此电压信号必须滤波以得到平均电流信息。

在其电压超过0.8V阈值时，软起动电容接到1PIN，内部放电，频率增加以限制功率通过量。

在输出短路时，其通常接近初级的恒定峰值电流，这个条件允许由2PIN设置，令电流保持在建起值而不管频率的增加。

第二个比较器在1.5V基准时锁住器件令其关断，使消耗降到起动前水平。

然后信息被锁住，必须到下一周期IC的电源电压使能，令其重新起动，闩锁被移去。

此时,Vcc端电压达到UVLO电压阈值以下。

若此功能不用，将此端连接到GND。

7PINLINE线路检测输入。

此端用一电阻分压器接到高压输入总线端（AC或DC）作布朗输出保护。

低于1.25V时关闭IC为低消耗，并放掉软起动电容的电荷。

在其电压超过1.25V时，IC重新使能做软起动，比较时提供一个电流滞后,内部15uA电流源发生器在其低于1.25V时工作，在其高于1.25V时关断。

此端要用一旁路电容到地，减少噪声干扰。

此端上的电压上限由内部齐纳限制，齐纳激活时，IC也关断。

正常使用时，此端电压为1.25V～6V。

8PINDIS锁住器件关断。

在内部此端接到一个比较器，在其上电压超过1.85V时，将IC关掉，并使功耗降到起动前的水平。

此信息被锁住后，必须重新给IC加电才能令其重新软起动，在Vcc电压降到UVLO阈值以下时，此闭锁才被移去，若不用要将此端接地。

9PINPFC_STOP漏极开路的PFC控制器级的ON/OFF控制，通常此端开路，用以停止PFC，用于保护或猝发模式工作。

在IC被DIS>1.85V，ISEN>1.5V，LINE>6V及STBY<1.25V关断时，此端为低电平。

在DELAY上的电压超过2V时又回到开路状态，此时电压降到0.3V，在UVLO期间它开路，如果不用它，此端悬空不接。

10PINGNDIC公共端。

低边栅驱动电流回程端及IC工作电流回流端，所有偏置元件回GND端要各自独立，为星状接法。

11PINLVG低边栅驱动输出端。

驱动能力为源出0.8A漏入0.3A。

驱动半桥电路低边的MOSFET，在UVLO时此端为低电平。

12PINVccIC供电端。

也是低边栅驱动电压，要0.1uF电容旁路到GND。

也可用一独立偏置电压供IC的信号部分。

13PINNC高压隔离端。

此端内部不接电路，隔离开高压及低压部分。

14PINOUT半桥的高边驱动输出的地端，高边栅驱动电流的回流端子，PCB布局时小心，防止因接线太长出现尖刺电压。

15PINHVG高边浮动的栅驱动输出端，可源出0.8A，漏入0.3A。

驱动半桥电路高边的MOSFET，用一电阻在内部接到14PIN，以确保在UVLO时此端不处于浮动状态。

16PINVBOOT高边栅驱动的浮动电源电压。

升压电容接于此端到14PIN之间，由内部同步升压二极管给其电平移动，并送来驱动信号。

此专利的结构取代了通常外部加上的高压二极管。

L6599的应用注意

L6599是一个先进的双端输出专用于谐振半桥拓朴的控制器，在此变换器中，半桥的高边，低边两开关交替地导通和关断（相位差180°），也即工作在各50%占空比，虽然实际占空比即导通时间与开关周期之比略小于50%，其内部有一固定的死区时间TD，将其插在一个MOSFET的关断与另一MOSFET的导通之间。

在此死区时间内，两只MOSFET都关断。

这个死区时间可确保变换器正确工作，要确保实现软开关以及高频工作下的低EMI。

为了保证变换器的输出电压调整率，器件要能工作在不同的模式下，各种工作模式取决于负载条件。

见图2。

图2L6599的多个工作模式

1,在重载，中载及轻载时，张弛振荡器产生一个对称的三角波，此时MOSFET的开关锁住，波形的频率与一电流相关，它去调制反馈电路，结果由半桥驱动的槽路接受由反馈环命令的频率并保持输出稳定，于是它的工作频率取决于传输特性。

2,在猝发模式下，此时为空载或极轻负载，当负载降到此值以下时，变换器进入间歇式工作，一些开关周期是在近似固定频率下工作，且由一些无效的周期间隔开，两个MOSFET都处在关闭状态，随着负载进一步减小，会进入更长的无效周期，以减小平均开关频率。

当变换器完全空载时，平均开关频率会降到几百赫兹，于是最小的磁化电流损耗随频率减下来，容易完成节能要求。

振荡器

振荡器在外部用一个电容CF调节，从3PIN接到GND，用接到4PIN的网络交替地充放电来定出，此端提供2V基准，有源出2mA电流能力，当源出更大电流时，会有更高频率，其方框电路见图3。

图3L6599的振荡器内外电路

在RFmin端的网络通常包含三个内容：

1，一个电阻RFmin接到此端与GND之间，它决定最低工作频率。

2，电阻RFmax，接于此端和光耦集电极之间（其发射极接GND），光耦从二次侧传输反馈信息，光电三极管将调制通过分支的电流，从而调制振荡器的频率，执行输出电压的调制，RFmax的值决定了半桥最高工作频率，此时光电三极管处在饱合状态。

3，一个R-C串联电路（Css+Rss）接于此端到GND，用来设置起动时的频率移动，注意在待机工作状态时，其贡献为0。

下面是最低及最高工作频率之间的数学关系表达式。

在CF定在几百pf或几nf区间后，RFmin和RFmax的值将按所选振荡器频率来决定，从最低频到最高频，在此频率范围内要能稳压。

不同的选择准则是在猝发模式工作时对RFmaz将有不同的值。

在图4中，给出振荡波形与栅驱动信号之间的关系。

在半轿的开关结点处示出。

注意，低边驱动开启时，振荡器三角波上斜，而高边驱动开启时或IC在猝发模式下开关时，低边MOSFET先导通给升压电容充电，结果,升压电容总是在充电后才令高边MOSFET工作。

工作在空载或非常轻的负载下。

图4振荡器波形与栅驱动信号的关系

当谐振半桥在轻载或空载时，它的开关频率将达到最大值，为保持输出电压在此条件下仍受控，并防止丢失软开关，必须让有效的剩余电流流过变压器的励磁电感，当然，此电流产生一些附加损耗，这防碍实现变换器在轻载下的低损耗。

为克服此问题，L6599的设计使变换器间歇工作（猝发式工作），用插入几个开关周期中给出空闲的输出，令两功率MOSFET关断，这样平均开关频率就减下来了。

结果，实际磁化电流的平均值及相关损耗也减下来了，使变换器成为节省能源的推荐品。

器件用5PIN可使其工作在猝发模式下，如果加到此端的电压降到1.25V以下，IC将进入空闲状态，此时两个栅驱动输出都为低电平，振荡器停止工作，软起动电容Css保持在充电状态，仅有RFmin端的2V基准留住以使IC有最低的消耗。

Vcc电容也放了电，IC将在此端电压超过1.25V的50mV以上时恢复工作。

执行猝发模式工作，加到STBY端的电压需要与反馈环路相关，图5示出最简单的关系适于窄输入电压范围工作。

图5窄输入电压时的猝发工作模式图6宽输入电压时的猝发工作模式

实际上，RFmax由开关频率fmax定出，超出后L6599进入猝发模式工作，一旦fmax固定，RFmax即可求出：

注意：

除非fmax在前面考虑，此处fmax是结合某些负载POUTB，在最小值时的状态，POUTB由变压器峰值磁化电流足够低，不能产生音频噪声为决定。

谐振变换器的开关频率，还取决于输入电压。

因此对图5有较大输入电压范围的电路，POUTB的值将变化，要予以考虑。

在此情况，推荐如图6的安排。

变换器的输入电压到STBY端，由于开关频率与输入电压的非线性关系，要更实际地找出校正RA/（RA+RB）的合适数值，这需要少量改变POUTB的值，小心地选择RA+RB总值必须大于Rc，以减小对LINE端电压的影响。

无论如何，用此电路时，它的工作可如下描述。

由于负载降到POUTB值以下，频率会试图超过调整值fmax，STBY端上的电压也将低于1.25V，IC然后停止两功率开关的驱动，于是半桥的两功率MOSFET处在关断状态，VSTBY电压会随反馈结果而增加，能量传输停止。

在其电压升到1.30V时，IC重新开始开关。

此后，VSTBY将再变低，重复能量猝发，使IC停止工作。

以这种方法变换器即工作在猝发模式，且接近一个恒定低频，随负载的进一步减小，会使频