PWM控制芯片SG3525工作原理及实际应用文档格式.docx
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1.Inv.input(引脚1):
误差放大器反向输入端。
在闭环系统中,该引脚接反馈信号。
在开环系统中,该端与补偿信号输入端(引脚9)相连,可构成跟随器。
2.Noninv.input(引脚2):
误差放大器同向输入端。
在闭环系统和开环系统中,该端接给定信号。
根据需要,在该端与补偿信号输入端(引脚9)之间接入不同类型的反馈网络,可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。
3.Sync(引脚3):
振荡器外接同步信号输入端。
该端接外部同步脉冲信号可实现与外电路同步。
4.OSC.Output(引脚4):
振荡器输出端。
5.CT(引脚5):
振荡器定时电容接入端。
6.RT(引脚6):
振荡器定时电阻接入端。
7.Discharge(引脚7):
振荡器放电端。
该端与引脚5之间外接一只放电电阻,构成放电回路。
8.Soft-Start(引脚8):
软启动电容接入端。
该端通常接一只5的软启动电容。
9.Compensation(引脚9):
PWM比较器补偿信号输入端。
在该端与引脚2之间接
图23525各点工作波形
1.1.2SG3525的工作原理
SG3525内置了5.1V精密基准电源,微调至1.0%,在误差放大器共模输入电压范围内,无须外接分压电组。
SG3525还增加了同步功能,可以工作在主从模式,也可以与外部系统时钟信号同步,为设计提供了极大的灵活性。
在CT引脚和Discharge引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。
由于SG3525内部集成了软启动电路,因此只需要一个外接定时电容。
SG3525的软启动接入端(引脚8)上通常接一个5的软启动电容。
上电过程中,由于电容两端的电压不能突变,因此与软启动电容接入端相连的PWM比较器反向输入端处于低电平,PWM比较器输出高电平。
此时,PWM琐存器的输出也为高电平,该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上,使之无法导通。
只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时,SG3525才开始工作。
由于实际中,基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上,而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端上。
当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时,误差放大器的输出将减小,这将导致PWM比较器输出为正的时间变长,PWM琐存器输出高电平的时间也变长,因此输出晶体管的导通时间将最终变短,从而使输出电压回落到额定值,实现了稳态。
反之亦然。
外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。
当Shutdown(引脚10)上的信号为高电平时,PWM琐存器将立即动作,禁止SG3525的输出,同时,软启动电容将开始放电。
如果该高电平持续,软启动电容将充分放电,直到关断信号结束,才重新进入软启动过程。
注意,Shutdown引脚不能悬空,应通过接地电阻可靠接地,以防止外部干扰信号耦合而影响SG3525的正常工作。
欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。
如果输入电压过低,在SG3525的输出被关断同时,软启动电容将开始放电。
此外,SG3525还具有以下功能,即无论因为什么原因造成PWM脉冲中止,输出都将被中止,直到下一个时钟信号到来,PWM琐存器才被复位。
1.1.3SG3524与SG3524主要区别
作为SG3524的增强版本,SG3525在以下方面进行了改进。
1增加欠电压锁定电路。
当SG3525输入电压低于8V时,控制器内部电路锁定,除基准电源和一些必要电路之外的所有电路停止工作,此时控制器消耗的电流极小。
2增加了软启动电路。
引脚8为软启动控制端,该端可外接软启动电容。
软启动电容由SG3525内部50的恒流源进行充电。
3提高了基准电源的精度。
SG3525中基准电源的精度提高了1%,而SG3524中基准电源的精度只有8%。
4去除了限流比较器。
SG3525去除了SG3524中的限流比较器,改由外部关断信号输入端(引脚10)来实现限流功能,同时还具有逐个脉冲关断和直流输出电流限幅功能。
实际使用中,一般在引脚10上接电流检测信号,如果过电流检测信号维持时间较长,软启动电容将被放电。
5PWM比较器的反向输入端增加至两个。
在SG3524中,误差放大器输出端、限流比较器输出端和外部关断信号输入电路共用PWM比较器的反向输入端。
在SG3525中对此进行了改进,使误差放大器输出端和外部关断信号输入电路分别送至PWM比较器的一个反向输入端。
这样做的好处在于,避免了误差放大器和外部关断信号输入电路之间相互影响,有利于误差放大器和补偿网络工作精度提高。
6增加了PWM琐存器。
为了使关断电路更可靠的工作,SG3525在其内部增加了PWM琐存器。
PWM比较器输出信号首先送至PWM琐存器,琐存器由关断电路置位,由振荡器输出时间脉冲复位。
当关断电路工作时,即使过电流信号立即消失,琐存器也可以维持一个周期的关断控制,直到下一周期时钟信号使琐存器复位为止。
同时,由于PWM琐存器对PWM比较器的置位信号进行琐存,误差放大器上的噪声信号、振铃及其他信号在此过程中都被消除了。
只有在下一个时钟周期才能重新复位,可靠性大大提高。
7振荡器增加了同步端和放电端。
SG3524中的振荡器只有CT和RT两个引脚,其充电和放电回路是相同的。
在SG3525中的振荡器除了CT和RT两个引脚外,又增加了一个同步端(引脚3)和一个放电端(引脚7)。
RT的阻值决定了内部恒流源对CT充电电流的大小,而CT的放电则由引脚5和引脚7之间的外接电阻决定。
将充电回路和放电回路分开,有利于通过引脚5和引脚7之间的外接电阻来调节死区时间。
这样SG3525的震荡频率由下式进行计算:
FOSC=1/[(0.7*RT+RD)*CT]
同步端(引脚3)主要用于多只SG3525之间的外部同步,同步脉冲的频率应比震荡频率FOSC略低一些。
8改进了输出级的结构。
SG3525对SG3524输出级进行了改进,以适应功率MOS-FET的需要,其末级采用了推挽式电路,关断速度更快。
SG3525的输出级采用图腾柱式结构,其灌电流/拉电流能力超过200mA。
在单端变换器应用中,SG3525的两个输出端应接地,如图4.14
当输出晶体管开通时,R1上会有电流流过,R1上的压降将使VT1导通。
因此VT1是在SG3525内部的输出晶体管导通时间内导通的,因此其开关频率等于SG3525内部振荡器的频率。
当采用推挽式输出时,应采用如下结构,如图4.15
VT1和VT2分别由SG3525的输出端A和输出端B输出的正向驱动电流驱动。
电阻R2和R3是限流电阻,是为了防止注入VT1和VT2的正向基极电流超出控制器所允许的输出电流。
C1和C2是加速电容,起到加速VT1和VT2导通的作用。
由于SG3525的输出驱动电路是低阻抗的,而功率MOSFET的输入阻抗很高,因此输出端A和输出端B与VT1和VT2栅极之间无须串接限流电阻和加速电容,就可以直接推动功率MOSFET,如图4.16。
另外,SG3525还能够直接驱动半桥变换器中的小功率变压器。
如果变压器一次绕组的两端分别直接接到SG3525的两个输出端上,则在死区时间内可以实现变压器的自动复位,如图4.17
SG3525在双管正激开关电源中的应用
根据SG3525各脚功能和双管正激电路开关管控制规律,接有如图3所示的SG3525外围电路。
脚5、脚6、脚7的电容、电阻值决定了振荡器的振荡频率。
脚1和脚2为SG3525的误差放大器的反相和同相输入端,现均通过一个电阻接地,让它处于不工作状态,因为本控制电路的误差放大器采用的是TL431,其原因是由于隔离反馈电路采用的是比较普遍的光隔离器。
但是光隔离器的电流传送比会随温度而漂移,也会随着时间增加而逐渐变差,而且各个光耦合隔离器的误差范围也相差比较大,为了补偿光耦合器的这些差异而不使用电位器,就要把误差放大器放在光耦合隔离器的输入侧。
误差放大器可以检测到光隔离器漂移引起的其输出端的偏移,然后相应地调整电流。
副边的误差放大器通常采用的是TL431,它的内部有一个具有温度补偿的电压参考源和一个放大器,反馈电路如图4所示。
图3SG3525在双管正激电源中的应用
图4光隔离的电压反馈电路图
SG3525的脚8接不同的对地电容时软启动的时间不一样。
例如10滋F的电容所对应的软启动时间为0.58s,22滋F的电容所对应的软启动时间为1.26s等。
反馈信号直接送入脚9(即PWM比较器的反相输入端),和振荡器输出的三角波进行比较输出PWM波。
由于双管正激电路的两个主开关管是同时导通和同时关断,而SG3525的脚11和脚14输出的是两路占空比相等,但相位互差180毅的驱动波形。
所以只用其一路输出。
通过脉冲变压器来隔离驱动两个MOS管的开通和关断。
SG3525的脚11和脉冲变压器的输入端接一电容主要是为了起到隔直的作用,避免驱动变压器出现偏磁的现象。
3启动电路的改进
对离线式开关电源,如果启动电路始终从电源输入线获取电流,会产生很可观的损耗,特别是在高输入电压的场合下,启动电阻的热损耗很大,所以本文采用的启动电路在电路稳定工作后就切断启动回路,其结构如图5所示。
工作原理主要是当整个电源进入稳定工作状态后,SG3525的工作电源可以从变压器的附加绕组上获取,使得此时的三极管基射极和发射极上的二极管反偏,这样就完成了对启动电流的切断过程[2]。
图5高输入电压的双管正激电路的自启动电路
4实验结果
为了验证基于SG3525来实现双管正激变换器的可行性,选择合适的器件参数对这种控制方法的实现进行了实验验证。
输入电压为400~800V,输出电压为24V,额定输出电流为6A,频率为35kHz。
实验波形如图6~图9所示。
图6为SG3525的一路输出波形。
开关频率为35kHz,要改变其频率很简单,只需调节SG3525振荡器的频率即可。
图6SG3525脚11输出的PWM波形
图7为输入电压增加后MOS管驱动脉宽的变化,分别为输入电压等于420V和570V时的驱动波形。
由此可说明以下两点:
(1)此驱动波形为交流波形,由于SG3525的输出波形是单极性的,而脉冲变压器是不允许有直流成分存在,其后接一个隔直电容后再来驱动MOS管,故开关管的驱动波形变为交流波形;
(2)随着输入电压升高为570V时驱动MOS管导通的脉宽变窄,使得输出电压稳定在恒定值。
图7MOS管驱动脉宽的变化
图8为输出电压等于24V的直流波形。
图8输出电压的直流波形
图9为输出电压为24V的交流纹波,可见纹波小于40mV,电压尖峰也小于150mV。
图9输出电压的交流纹波
5结
语
实验证明:
基于芯片SG3525来实现双管正激稳压电路是可行的,且性能可靠,调节方便,实测的各点波形与理论波形相符,运行效果良好。
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- PWM 控制 芯片 SG3525 工作 原理 实际 应用