电力电子技术课程设计直流双极式可逆PWM调速系统Word文档格式.docx
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脉宽调制器的作用是:
用脉冲宽度调制的方法,把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列,从而平均输出电压的大小,以调节电机转速。
桥式可逆PWM变换器电路如图2所示。
这是电动机M两端电压
的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变化。
图2桥式可逆PWM变换器电路
双极式控制可逆PWM变换器的四个驱动电压波形如图3所示。
图3PWM变换器的驱动电压波形
他们的关系是:
。
在一个开关周期内,当
时,晶体管
、
饱和导通而
截止,这时
当
时,
截止,但
不能立即导通,电枢电流
经
续流,这时
在一个周期内正负相间,这是双极式PWM变换器的特征,其电压、电流波形如图2所示。
电动机的正反转体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。
当正脉冲较宽时,
,则
的平均值为正,电动机正转,当正脉冲较窄时,则反转;
如果正负脉冲相等,
,平均输出电压为零,则电动机停止。
双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为
如果定义占空比
,电压系数
则在双极式可逆变换器中
调速时,
的可调范围为0~1相应的
为正,电动机正转;
为负,电动机反转;
,电动机停止。
但电动机停止时电枢电压并不等于零,
而是正负脉宽相等的交变脉冲电压,因而电流也是交变的。
这个交变电流的平均值等于零,不产生平均转矩,徒然增大电动机的损耗这是双极式控制的缺点。
但它也有好处,在电动机停止时仍然有高频微震电流,从而消除了正、反向时静摩擦死区,起着所谓“动力润滑”的作用。
双极式控制的桥式可逆PWM变换器有以下优点:
1)电流一定连续。
2)可使电动机在四象限运行。
3)电动机停止时有微震电流,能消除静摩擦死区。
4)低速平稳性好,每个开关器件的驱动脉冲仍较宽,有利于保证器件的可靠导通。
1.4PWM调速系统的静特性
由于采用了脉宽调制,电流波形都是连续的,因而机械特性关系式比较简单,电压平衡方程如下
.
按电压平衡方程求一个周期内的平均值,即可导出机械特性方程式,电枢两端在一个周期内的电压都是
,平均电流用
表示,平均转速
,而电枢电感压降
的平均值在稳态时应为零。
于是其平均值方程可以写成
则机械特性方程式
2电路设计
桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的如图4所示。
PWM变换器的直流电源由交流电网经不控的二极管整流器产生,并采用大电容
滤波,以获得恒定的直流电压
由于电容容量较大,突加电源时相当于短路,势必产生很大的充电电流,容易损坏整流二极管,为了限制充电电流,在整流器和滤波电容之间传入电阻Rz,合上电源后,用延时开关将Rz短路,以免在运行中造成附加损耗。
由于直流电源靠二极管整流器供电,不可能回馈电能,电动机制动时只好对滤波电容充电,这式电容器两端电压升高称作“泵升电压”。
为了限制泵升电压,用镇流电阻Rx消耗掉这些能量,在泵升电压达到允许值时接通
图4桥式可逆直流脉宽调速系统主电路
2.1给定及偏移电源
此电路用于产生±
15V电压作为转速给定电压以及基准电压,如图5所示:
图5给定及偏移电源电路
2.2双环调节器电路
为了实现闭环控制,必须对被控量进行采样,然后与给定值比较,决定调节器的输出,反馈的关键是对被控量进行采样与测量。
2.2.1电流调节器
由于电流检测中常常含有交流分量,为使其不影响调节器的输入,需加低通滤波。
此滤波环节传递函数可用一阶惯性环节表示,由初始条件知滤波时间常数
,以滤平电流检测信号为准。
为了平衡反馈信号的延迟,在给定通道上加入同样的给定滤波环节,使二者在时间上配合恰当。
图6转速反馈电路
2.2.2转速调节器
转速反馈电路如图7所示,由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波,因此也需要滤波,由初始条件知滤波时间常数
根据和电流环一样的道理,在转速给定通道上也加入相同时间常数的给定滤波环节。
图7转速反馈电路
2.3信号产生电路
PWM生成电路如图8所示,SG3524生成的PWM信号经过一个非门转为两路相反的PWM信号,为了确保上下两桥臂不会直通发生事故,中间加入电容
进行逻辑延时,后面再加上非门和与门构成的电路。
图8PWM生成电路
本设计采用集成脉宽调制器SG3524作为脉冲信号发生的核心元件。
根据主电路中IGBT的开关频率,选择适当的
值即可确定振荡频率。
由初始条件知开关频率为10kHz,可以选择
,
电路中的PWM信号由集成芯片SG3524产生,SG3524可为脉宽调制式推挽、桥式、单端及串联型SMPS(固定频率开关电源)提供全部控制电路系统的控制单元。
由它构成的PWM型开关电源的工作频率可达100kHz,适宜构成100-500W中功率推挽输出式开关电源。
SG3524采用是定频PWM电路,DIP-16型封装。
由SG3524构成的基本电路如图9所示,由15脚输入+15V电压,用于产生+5V基准电压。
9脚是误差放大器的输出端,在1、9引脚之间接入外部阻容元件构成PI调节器,可提高稳态精度。
12、13引脚通过电阻与+15V电压源相连,供内部晶体管工作,由电流调节器输出的控制电压作为2引脚输入,通过其电压大小调节11、14引脚的输出脉冲宽度,实现脉宽调制变换器的功能实现。
图9SG4532管脚构成的电路图
SG3524的基准源属于常规的串联式线性直流稳压电源,它向集成块内部的斜波发生器、PWM比较器、T型触发器等以及通过16脚向外均提供+5V的工作电压和基准电压,振荡器先产生0.6V-3.5V的连续不对称锯齿波电压Vj,再变换成矩形波电压,送至触发器、或非门,并由3脚输出。
振荡器频率由SG3524的6脚、7脚外接电容器CT和外接电阻器RT决定,其值为:
f=1.15/RTCT。
考虑到对CT的充电电流为(1.2-3.6/RT一般为30μA-2mA),因此RT的取值范围为1.8kΩ~100kΩ,CT为0.001μF~0.1μF,其最高振荡频率为300kHz。
开关电源输出电压经取样后接至误差放大器的反相输入端,与同相端的基准电压进行比较后,产生误差电压Vr,送至PWM比较器的一个输入端,另一个则接锯齿波电压,由此可控制PWM比较器输出的脉宽调制信号。
2.4驱动电路
IGBT驱动采用了集成芯片IR2110,IR2110采用14端DIP封装,引出端排列如图10所示。
图10IR2110管脚图
它的各引脚功能如下:
脚1(LO)是低端通道输出;
脚2(COM)是公共端;
脚3(Vss)是低端固定电源电压;
脚5(Us)是高端浮置电源偏移电压;
脚6(UB)是高端浮置电源电压;
脚7(HO)是高端输出;
脚9(VDD)是逻辑电路电源电压;
脚10(HIN)、脚11(SD)、脚12(LIN)均是逻辑输入;
脚13(Vss)是逻辑电路地电位端外加电源电压,其值可以为0V;
脚4、脚8、脚14均为空端。
IGBT驱动电路如图11所示。
IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰CMOS工艺制作,具有独立的高端和低端输出通道;
逻辑输入与标准的CMOS输出兼容;
浮置电源采用自举电路,其工作电压可达500V,du/dt=±
50V/ns,在15V下的静态功耗仅有1.6mW;
输出的栅极驱动电压范围为10~20V,逻辑电源电压范围为5~15V,逻辑电源地电压偏移范围为-5V~+5V。
IR2110采用CMOS施密特触发输入,两路具有滞后欠压锁定。
推挽式驱动输出峰值电流≥2A,负载为1000pF时,开关时间典型值为25ns。
两路匹配传输导通延时为120ns,关断延时为94ns。
IR2110的脚10可以承受2A的反向电流。
图11IGBT驱动电路
2.5转速及电流检测电路
转速检测电路如图12。
与电动机同轴安装一台测速发电机,从而引出与被调量转速成正比的负反馈电压
,与给定电压
相比较后,得到转速偏差电压
输送给转速调节器。
测速发电机的输出电压不仅表示转速的大小,还包含转速的方向,测速电路如图12所示,通过调节电位器即可改变转速反馈系数。
图12转速检测电路
通过霍尔传感器测量电流的电流检测电路原理如图13所示。
3调节器的参数整定
电流调节器以及转速调节器的电路结构如图13所示,由单刀双掷开关控制电机转向,滑动变阻器RP1、RP2分别调节正反转时的转速,RP3可以改变电流的限幅值,下面分别按设计要求计算电路中的各个参数。
转速反馈系数
电流反馈系数
图13电流调节器以及转速调节器的电路
计算调节器参数之前,先根据电动机的额定参数计算电动势系数,额定状态运行时
于是可得
3.1电流调节器参数的计算
电流调节器按典型Ⅰ型系统设计,根据无净差要求,选用PI调节器。
先确定电流环时间常数
电流滤波时间常数
PWM调压系统的滞后时间
电流环小时间常数之和,按小时间常数近似处理,取
调节器传递函数
式中
——电流调节器的比例系数;
——电流调节器的超前时间常数。
ACR超前时间常数
电流开环增益:
因要求
,故应取
,因此
于是ACR的比例系数为
计算电流调节器的电路参数
调节器原理图如图13所示按所用运算放大器,取
各电阻和电容值计算如下:
3.2转速调节器参数的计算
首先确定转速环时间常数
电流环等效时间常数
转速滤波时间常数
,根据测速发电机的纹波情况取
;
转速环小时间常数
,按小时间常数尽速处理取
根据设计要求,转速环应该设计为典型Ⅱ型系统,调节器也采用PI型,其传递函数为
根据跟随性和抗干扰性能都较好的原则取
则ASR超前时间常数
转速环开环增益
于是ASR的比例系数为
调节器原理图如图13所示,按所用运算放大器,取
3.3参数的校验
3.3.1电流参数的校验
校验近似条件:
电流环截止频率
校验PWM调压系统传递函数的近似条件是否满足
因为
,所以满足近似条件。
校验忽略反电动势对电流环影响的近似条件是否满足
现在
,满足近似条件。
校验小时间常数近似处理是否满足条件
按照上述参数,电流环满足动态设计指标要求和近似条件。
3.3.2转速参数的校验
转速环截止频率
校验电流环传递函数简化条件是否满足
,满足简化条件。
校验小时间常数近似处理是否满足
3.3.3校验退饱和转速超调量
当h=5时,查表得,δn=37.6%,不能满足设计要求。
实际上,由于这是按线性系统计算的,而突加阶跃给定时,ASR饱和,不符合线性系统的前提,应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量。
设理想空载起动时,负载系数z=0,已知直流电机参数:
PN=10KW,UN=220V,IN=100A,nN=1000r/min,Ra=0.4Ω,直流它励励磁电压220V,电流1.6A;
PWM装置放大系数Ks=40;
时间常数Tm=0.1s,Tl=0.03s;
永磁式测速发电机参数为:
23W,110V,0.21A,1900r/min,
而
均满足设计要求。
系统的整体电路结构见附录。
4心得体会
这次课程设计历时一周,在整整一个星期的日子里,可以说得是苦多于甜,但是可以学到很多很多的东西,同时不仅可以巩固了以前所学过的知识,而且学到了很多在书本上所没有学到过的知识。
经过这次课程设计我感受颇多。
在正式进行设计之前,我参考了一些网上的资料,通过对这些设计方案来开拓自己的思路,最后终于有了自己的思路。
课程设计是实践课的一种,在很大程度上实现了动手与动脑,理论与实际的相互结合,既是对工业环境的一个简单缩影,又是对理论知识的一种检验,很好地实现了从书本到实际操作的一个过渡。
课程设计不仅是对前面所学电力电子技术和运动控制理论的一种检验,而且也是对自己能力的一种提高。
通过这次课程设计使我明白了自己原来知识还比较欠缺
,自己要学习的东西还太多。
以前老是觉得自己什么东西都会,什么东西都懂,有点眼高手低。
通过这次课程设计,我才明白学习是一个长期积累的过程,在以后的工作、生活中都应该不断的学习,努力提高自己知识和综合素质。
通过这次课设,我不仅在知识上有了进一步的巩固和提高,在求学和研究的心态上也有不小的进步。
我想无论是在学习还是在生活上只有自己有心去学习和参与才可能有收获,这也算是课设给我的一点小小的感悟。
最后,我深感要注重理论联系实际。
以前一直觉得理论知识离我们很远,经过课程设计,才发现理论知识与生活的联系。
这大大激发了我学习书本知识的兴趣。
再者我们学习的是工科,不单纯只是理论方面的的工作,还应该考虑到实际情况。
理论计算的结果可能与实际稍有差别,要以实际情况为准。
总之,在设计过程中,我不仅学到了以前从未接触过的新知识,而且学会了独立的去发现,面对,分析,解决新问题的能力,不仅学到了知识,又锻炼了自己的能力,使我受益非浅。
参考文献
[1]王兆安等.电力电子技术.北京.机械工业出版社,2000.
[2]周渊深.交直流调速系统与MATLAB仿真.北京.中国电力出版社,2007
[3]陈伯时.运动控制系统.北京.机械工业出版社,2003.
[4]黄家善等.电力电子技术.北京.机械工业出版社,2007.
[5]孙立志.PWM与数字化电动机控制技术应用.北京.中国电力出版社,2008.
附录
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