高效率开关电源设计实例Word格式文档下载.docx
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输入电压范围:
DC+10~+14V
输出电压:
DC+
额定输出电流:
过电流限制:
输出纹波电压:
+30mV(峰峰值)
输出调整:
±
1%
最大工作温度:
+40℃
“黑箱”预估值
输出功率:
+*2A=(最大)
输入功率:
Pout/估计效率=/=
功率开关损耗*0.5=
续流二极管损耗:
*=
输入平均电流
低输入电压时/10V=
高输入电压时:
/14V=0.8A
估计峰值电流:
1.4Iout(rated)=1.4×
2.0A=2.8A
设计工作频率为300kHz。
电感设计(参见)
最恶劣的工作情况是在高输入电压时。
式中Vin(max)——可能的最大输入电压。
Vout——输出电压。
Iout(min)——最小负载时的电流。
fsw——工作频率。
电感是个环形表面封装元件,市场上有多种标准表面封装的电感,这里选择的是Coileraft公司的D03340P-333(33μH)。
功率开关和同步整流器MOSFET的选择
功率开关:
功率开关要用一个变压器耦合的N沟道功率MOSFET。
这里打算使用一个S0-8封装的双N沟道MOSFET,以节省PCB空间。
最大输入电压是DCl4V。
因此,可以选用VDSS不低于DC+30V、峰值电流是2.8A的MOSFET。
选择过程的第一步是确定所用MOSFET的最大RDS(on),通过热模型可以确定这个值,最大的RDS(on)可由下式得到:
同时希望器件的耗散功率小于1W,所以估计的RDS(on)应小于所以选FDS6912A双N沟道MOSFET,它是S0-8封装,10V栅极电压时的导通电阻为28mΩ。
同步二极管:
要用一个大约是同步MOSFET连续额定容量的30%的肖特基二极管与MOSFET内部二极管并联,30V时约为0.66A。
这里使用MBRSl30,该二极管在流过0.66A时有0.35V的正向压降。
可替换的元件:
在写本书时,仙童半导体公司出品了一个集成的肖特基二极管和MOSFET,肖特基二极管直接并在MOSFET的硅片上(syncFET)。
SyncFET有一个40mΩN沟道MOSFET,与一个28mΩSyncFET一起封装,型号为FDS6982S。
输出电容(参见)
输出电容值由下列公式确定:
输入和输出滤波电容主要考虑的是流入电容的纹波电流。
在这个实例中,纹波电流和电感交流电流是相同的,电感电流最大值限定在2.8A,纹波电流峰峰值为1.8A,有效值大约为O.6A(约为峰峰值的1/3)。
采用表面安装钽电容,因为它的ESR只有电解电容的10%~20%。
在环境温度+85。
C=时,电容将降额30%使用。
最佳的电容是来自AVX公司的,它的ESR非常低,因此可以适应很高的纹波电流,但这是很特殊的电容。
在输出端可将下列两种电容并在一起。
AVX:
TPSEl07M01R01501OOμF(20%),10V,150mΩ,O.894A(有效值)
TPSE107M01R0125100/μF(20%),10V,125mΩ,0.980A(有效值)
Nichicon:
F750A107MD100μF(20%),10V,120mΩ,0.92A(有效值)
输入滤波电容(见)
这个电容要流过与功率开关相同的电流,电流波形是梯形的,从最初的lA很快上升到。
它的工作条件比输出滤波电容恶劣得多。
可把梯形电流看成两个波形的叠加来估计有效值:
峰值1A的矩形波和峰值1.8A的三角波,产生大约1.1A的有效值。
电容值由下式计算:
电压越高,电容值越低。
电容由两个1OOμF电容并联而成,它们是:
AVX(每个系统需两个):
TPSl07M020R00851OOμF(20%),20V,85mΩ,1.534A(有效值)
TPSl07M020R0200100μF(20%),10V,200mΩ,1.0A(有效值)
选择控制IC芯片(U1)
期望的buck控制IC芯片的特性是:
1.直接从输入电压即可启动的能力。
2.逐周电流限制。
3.图腾柱MOSFET驱动器。
4.功率开关和同步整流器MOSFET之间延时的控制。
市场上绝大部分同步buck控制器都是用于+5~+1.8V微处理器调整电源的(如,+12V的Vdd和+5V的Vin)。
也有很多IC芯片可以提供足够的功能,使用者可以根据应用来选择这些功能。
在选择时,初选了两家加利福尼亚公司的产品,发现只有一种IC适合这种要求,就是Unitrode/TI的UC3580-3。
电压误差放大器的内部基准是2.5(1±
2.5%)V。
设定工作频率(R7、R8和C8)
R8给定时电容C8充电,而R7给定时电容放电。
首先,要确定变换器最大占空比。
因为输出电压大约是最低输入电压的50%,所以选择最大占空比为60%。
从数据手册得
充电时间最大值是0.6/300kHz或2μs。
参数表上定时电容值lOOpF略偏小不会耗散太多能量。
这里采用这个值,因此R8的值是
伏-秒限制器(R4和C5)
这个IC芯片有前馈最大脉宽限制功能。
当输入电压增加时,Buck变换器工作脉宽会减少。
RC振荡器直接与输入电压相接,并且它的定时值与输入电压成反比。
它的定时时间设成比工作脉宽长30%。
如果伏.秒振荡器定时时间到了,而调整单元仍旧导通,则调整单元会被关断。
C5也取lOOpF,因为它的定时和振荡器一样,所以R4大约是47kΩ。
设定调整单元和同步整流器MOSFET之间的死区时间
根据MOSFET功率开关节可以进行开通和关断延时的计算,但仍需要在最初调试时调整R6(死区设定电阻)的值。
开始设成lOOns比较好,典型的MOSFET开通延时是60ns,100ns可以保证不会有短路电流。
IC所产生的死区延时是不对称的。
从数据手册的图表上看,100kΩ电阻产生开通延时大约为1lOns,关断延时为180ns。
在最初调试阶段就要设法减少这些延时。
延时使得二极管导通的时间太长,损耗就高,但还是工作在安全区。
栅极驱动变压器的设计(T1)
栅极驱动变压器是一个简单的1:
1正激式变压器。
对变压器没有特别的要求,因为它是小功率、交流耦合(双向磁通)的300kHz变压器。
用(10mm)的铁氧体磁环就足够了,如TDK公司的K5TIO×
2.5×
5(Bsat是3300G),或Philips公司的266T125-3D3(Bsat是3800G)。
从磁性元件的设计可知,产生1000G(0.1T)或0.3Bsat的匝数是
栅极驱动变压器用两根相同导线(约#30AWG)并绕。
为了方便,变压器绕在一个四引脚“鸥翅型”(gullwing)表面安装骨架上。
电流检测电阻(R15)和电压检测电阻分压器(R11和R13)
芯片只提供了一个最小O.4V阈值的关断引脚。
这里打算采用一个备用的过电流保护模式。
为了尽可能减小电流检测电阻的尺寸,将采用电流反馈检测电路的一种变型。
此处,0.35V是电压检测电阻分压器(R14)上的压降。
那么R15为
R15=3A=Ω(取20mΩ)
戴尔(Dale)电阻是WSL-2010-02-05。
设定流过电压检测电阻分压器的电流约为1.0mA。
这样R13和R14的总电阻是
Rsum==Ω
R14为
R14=0。
35V/=350Ω(取360Ω)
则R13为
R13=Ω-360Ω=Ω(取Ω,1%精度)
则R11为
R11=()/1mA=Ω(取Ω,1%精度)
电压反馈环补偿(见)
这是一个电压型正激式变换器。
为了得到最好的瞬态响应,将采用双极点、双零点补偿法。
确定控制到输出特性:
输出滤波器极点由滤波电感和电容决定,且以-40dB/dec穿越OdB线。
它的自然转折频率是
输出滤波电容引起的零点(ESR是两个150mΩ并联)是
功率电路直流绝对增益是
计算误差放大器补偿极点和零点
选择15kHz穿越频率能满足大部分的应用场合,这使得瞬态响应时间约为200μs。
fxo=15kHz
首先,假定最终闭合回路补偿网络以-20dB/dec下降,为获得15kHz穿越频率,放大器必须提高输入信号增益,即提高博德图中的增益曲线。
Gxo=20lg(fxo/ffp)-GDC=20lg(15kHz/1959Hz)
Gxo=G2=+dB
Axo=A2=dB(绝对增益)
这是中频段(G2)所需的增益,以获得期望的穿越频率。
补偿零点处的增益是:
=
A1=(绝对增益)
为补偿两个滤波器极点,在滤波器极点频率的一半处放置两个零点:
第一个补偿极点置于电容的ESR频率处(4020Hz):
第二个补偿极点用于抑制高频增益,以维持高频稳定性:
现在可以开始计算误差放大器内部的元件值,见图19。
最终所设计的电路见图20。
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