二次测控制同步整流及输出反馈的优选ICWord文档格式.docx
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信号地。
其为内部各小信号控制电路的公共端。
仔细布局,防止信号地参考点的失效。
最后将GND与PGND接在一起。
OPTODRV5PIN。
光耦驱动输出。
此端驱动一个接地的光耦二极管,上面串一支电阻。
如果FB为低,OPTODRV为低。
如果FB为高,OPTODRV拉高。
此光耦驱动器增益为5,在过压或过流时,OPTODRV拉高,输出可源出10mA电流,可驱动外部0.1uf电容性负载,并作短路保护。
Vcomp6PIN。
误差放大器输出。
此误差放大器能驱动大于2ΚΩ和100pf的负载,内部二极管从VFB接到Vcomp,减小OPTODRV的起动时恢复时间。
MARGIN7PIN。
电流输入,可以线性调节输出电压。
MARGIN端接到内部16.5Κ电阻,另一端接到1.65V,它可微调输出电压。
外接到3.3v可上移输出电压5%,外接到OV,可下调输出电压5%,MORGIN端电压不影响PWRGD和OVPIN触发点。
VFB8PIN。
反馈电压端。
VFB用一外电阻分压器检测输出电压,VFB端等效电压基准为1.233V(闭环时)。
从VFB到Vcomp外接一RC补偿网络,如果VFB为低,Vcomp拉高,OPTODRV变低电平。
OVPIN9PIN,过压保护输入端。
OVPIN是一个高输入阻抗的比较器,阈值设在1.233V。
如果OVPIN高过阈值电压,OPTODRV立即拉高。
用一个外部低通滤波器防止此比较器受外部噪声信号的干扰。
PWRGD10PIN。
PG输出。
此为一个开路漏极输出。
PWRGDV在VFB超过正常值的94%达2ms时浮动。
PWRGD在VFB低于正常值的94%达到1ms时拉低,PWRGD阈值取决于MARGIN端电位。
ISNSGND11PIN。
电流检测接地端。
接到外部过流检测电阻的地端上,通常为地电平。
ISNS12PIN。
电流检测输入端。
通过一个外部RC低通滤波器接到检测电阻的负端,其电平正比于平均的负载电流,如果超过限流点,OPTODRV即拉高。
Icomp13PIN。
电流放大器输出端。
一个RC网络接于此端作限流的反馈环路,参考RC到VOUT控制输出电压在起动时的过冲,此端在不接OCP时可悬浮。
VAVx14PIN。
辅助3.3V逻辑供电源。
此端需一个0.1uf的旁路电容,此辅助源可以外供给其它器件,可供出10mA电流,并有内部限流。
SYNC15PIN。
同步整流的同步信号输入端。
一个负压信号在SYNC端可强制FG拉高CG拉低,一个正压信号在SYNC端可强制令FG复位,并让CG拉高。
如果SYNC失去同步信号,则驱动被禁止一个时段,两个正向及回流驱动输出强制为低电平。
SYNC电路可接受脉冲和方波信号,最小脉宽为75ns,同步频率范围为50KHΖ~400KHZ。
FG16PIN。
正向整流MOSFET的栅驱动端。
如果SYNC变低,FG变高,FG驱动功率从VDD到PGND之间涌动。
●工作细节描述.
LTC1698是一个二次测同步整流控制器。
适应初级双晶正激或单晶正激电路作隔离DC/DC。
LTC1698不仅提供同步驱动给同步整流MOSFET,还有其它管理功能。
可在二次测作各种管理,保护及反馈驱动。
图2示出其典型应用电路。
起动时LTC1698VDD电压为低,栅驱动也为低,两同步整流MOSFET关断,随着一次側主功率MOSFET导通,变压器T1建起磁通,强制两整流MOSFET的体二极管导通,整个电路如同传统的正激变换器。
在此同时,LTC1698的VDD电压由VDD偏置电路迅速升起,当VDD电压超过4V时,LTC1698即进入与初级同步的正常工作。
图2LTC1698控制二次側的应用电路
脉冲变压器T2从初级送来同步信号,与初级主功率MOSFET同时动作。
令LTC1698正常驱动同步整流MOSFETQ3,Q4工作,输出经滤波电感L1及输出电容Cout滤波,送出稳定电压电流到负载。
LTC1698的误差放大器ERR检测输出电压系通过外部电阻分压器和内部基准VFB端(1.233v内部基准给定)。
一个外部RC网络接于VFB和Vcomp之间作放大器反馈系统的频率补偿。
光耦驱动放大器为Vcomp端与基准之间的电压差,它驱动外部光耦的发光二极管,内部增益为5,光耦将误差放大器输出信号送到正激变换器初级测的反馈环。
在起动条件下,内部二极管跨过LTC1698的误差放大器将Vcomp端箝制住,此速度快过光耦驱动器的恢复时间,减小了COMP端的负向速率。
正激变换器的输出电压很容易调节。
在MARGIN端的电平能强制误差放大器基准电压上下移动+/-5%。
内部RMARGIN电阻将MARGIN端电压变成电流并线性地控制误差放大器的偏移。
接MARGIN端到3.3V可以增加VFB电压达5%,而接MARGIN端到OV,可减小VFB电压达5%。
MARGIN端浮动时,VFB电压等于内部基准电压。
限流用跨导放大器ILIM提供给二次测作平均电流的限流功能。
跨过RSENSEN电阻的平均电压与比较器25mv阈值比较,设置内部的ILIM放大器。
一旦ILIM检测出来过大的输出电流,电流放大器输出脉冲为高电平,超过误差放大器,即将此电流送到光耦二极管,并强制占空比变低。
用一RC网络接到Icomp端用于稳定二次测的电流限制环路。
换句话说,如果只需过流故障保护,Icomp就可以浮动起来。
如果在非正常条件下,反馈路径断开,OVPIN提供另一路径作过压故障保护。
如果OVPIN端电压高于基准电压,OVP比较器立即强制OPTODRV为高电平。
一个简单的RC滤波器用来防止瞬态的过冲形成误触发OVP。
将OVP短路到GND时,此功能不用。
LTC1698还提供一个开路漏极的PWRGD输出。
如果VFB低于正常值94%时达1ms,则PWRGD比较器就将PWRGD拉到低电平。
如果VFB高于正常值的94%时达2ms,晶体管MPWRDG将关断,一个外部电阻将PWRGD端电平拉高。
LTC1698提供一个3.3V的逻辑电路供电源,此电源供给外部的补偿电路。
要用0.1uf电容旁路,它可供出10mA电流。
●欠压锁定.
在欠压时(VDD),器件的FG和CG关断,OPTODRV,VAUX,PWRGD和Icomp各端子强制为低电平。
LTC1698允许基准的内部偏置电流到待机状态。
在VDD达到4V时即发生上述现象,超出4v时驱动输出开始。
OPTODRV,VAUX,PWRGD和Icomp回到正常状态,器件全部功能工作。
如果VDD低于7V,OPTODRV,VAUX电流源的能力受到限制。
见OPTO驱动器的应用及性能部分。
●VDD稳压器
LTC1698的偏置源由变压器二次测的峰值整流而来,见图2。
齐纳二极管Z1从Q5基极接到GND,Q5发射极输出稳压,其值比齐纳低一个VBE。
RZ要带给齐纳足够电流产生电压,还要提供Q5的基极电流,用一电阻与Q5基极串联,抑制一下高频振荡。
也可用一功率MOSFET以增加齐纳二极管的值,适应其栅源电压,以时钟频率驱动负载,用一支4.7uf旁路电容给VDD旁路,此电容必须足够大,以提供稳定的直流电压满足VDD的要求。
在起动时,它必须以小功率连续工作,以使LTC1698调节反馈环,用大电容需要评估起动中的性能。
●同步信号输入.
图3示出正激变换器的同步信号应用。
初级側的LT3781运行在固定频率,并控制MOSFETQ1和Q2。
二次测的控制器LTC1698控制MOSFETQ3和Q4,一个小变压器T2同于同步初次级信号。
图4示出脉冲变压器时序,当LT3781同步输出信号SG变低时,MOSFET驱动器TG和BG为高电平,脉冲变压器T2产生负斜率于同步端,并强制二次测MOSFET驱动器FG到高电平而CG为低电平。
当TG和BG为低时,SG变高,二次测控制CG变高,FG变低。
图3用同步脉冲变压器同步电路图4初级次级的同步脉冲波形
对给定的脉冲变压器,用一个大电容隔直,产生一个更高和更宽的同步脉冲,此脉冲峰值高过SYNC的阈值,幅度要大于+/-5V,以快速同步。
减小SYNC到FG和CG的延迟,最小脉宽为75ns,脉冲变压器复位期间过冲必须减小保持低于+/-1V的比较器阈值,过冲总量可用一支小电阻RSYNC控制。
对非隔离应用输入可直接由方波驱动。
为减小延迟,令方波的正负幅度必须大于+/-2.2V。
此外,为简化同步驱动,二次側控制器需要一个驱动器禁止信号。
当CG为高电平,同步损耗会导致Q4放掉输出电容电荷。
这减小了负向输出电压的瞬时值,可能损坏负载电路。
为了克服此问题,LTC1698用了自适应的时间输出电路。
它工作在50KHz~400KHz频率范围。
在每次正同步脉冲下,内部时段复位。
如果SYNC信号丢失,内部时段也丢掉其复位命令,甚至超过内部时段限制,这时强制FG和CG两驱动都为低电平。
时段输出随LT3781初级控制器时钟频率变化,取决于输出功率大小。
时段输出电路用几个时钟周期适应输入的时钟频率,在此时段内驱动脉冲宽度可能早些终止,电感电流流过MOFET的体二极管。
一旦LTC1698的时钟达到同步频率,LTC1698驱动器跟随SYNC信号而不会有故障。
图5示出同步时间输出波形,时间输出电路保证了在SYNC脉冲丢失超过一个周期时两驱动器关断,防止输出电压变低。
宽的同步频率范围增加了正激变换器的柔性,允许其设置满足不同的应用需求。
在正常工作条件下,时间输出电路在几个周期内即适应开关频率。
一旦同步,内部电路可确保最大时间使MOSFETQ4在一个周期内即开启。
这一点对较高输出电压很重要。
如果Q4仍导通,会使滤波电感出现负方向电流。
坏的反馈环路性能包括输出电压过冲可能导致初级控制器中断同步脉冲驱动。
在此时通常没什么问题,这可能有低频中断导致的时间输出周期长过开关周期,仅限制内部时段箝制。
图5同步时序波形图6输出电压调节电路
●输出电压调节.
开关调节器输出电压通过电阻反馈网络(R1和R2)接到VFB端,如果输出为正常值,则分压器输出到放大器的电压应为1.233V,输出电压按下式计算:
Vout=1.233(1+R1/R2)
●MARGIN调整.
MARGIN输入用于调节输出电压。
线性地用改变流进此端电流的方法可以强制100uA电流进入此端,令输出高出5%。
强制100uA流出此端,令输出低出5%。
当MARGIN端悬浮时,VFB端为1.233V。
MARGIN为高阻抗输入端,防止其受任何噪声的干扰,任何杂散信号耦合到MARGIN端都可影响输出电压。
此端内部接到一个16.5k电阻,反馈到I-V变换器,I-V变换器输出线性地控制误差放大器的失调电压。
I-V变换器的输入偏置在1.65V,这允许+/-100uA电流能供给此端到VAUX或GND。
为使输出电压调节在+/-5%,用一外部电阻REXT,如图6,与内部电阻相串即可,。
REXT值计算如下:
●过压保护功能.
OVPIN用于输出过压保护。
设计用于保护VFB开环,VFB开环会导致误差放大器驱动OPTODRV端为低,强制初级控制器占空比,这将导致输出电压增加到危险水平。
为消除此故障条件,OVP比较器监视输出电压,其在OVPIN端外接一个电阻分压器,当OVPIN电压高于VREF时,强制OPTODRV端变高,减小占空比,防止输出电压进一步上升。
OVPIN检测输出电压由R4R5组成分压网络,其比值在OVPIN端为1.233V电压。
输出电压的过压保护水平由此分压器设置,为:
OVP比较器设计要能迅速响应过压条件,用一支小电容从OVPIN接到GND将OVP端的噪声尖刺去除。
这个简单的滤波器可防止瞬间过冲去触发OVP比较器。
OVP比较器阈值取决于MARGIN端的范围,如果OVP的功能不用,可将OVPIN接到GND。
●电源好指示.
PWRGD端系一开路漏极的输出端,其用于电源OK指示。
如果VFB达到94%正常值以上2mp时,PWRGD浮动。
外部一支上拉电阻用于指示PWRGD拉高,PWRGD在VFB到正常值94%以下1ms时,又拉低PWRGD的阈值系1.233v的基准电压。
此系在MARGIN端功能没有使用时。
●光耦反馈及频率补偿.
对正激变换器,为获得好的线路及负载调整率,输出电压必须经检测与基准比较,任何误差电压必须被放大并反馈到初级测控制电路去进行校正。
在一个隔离电源中,控制电路多处在初级側而输出的误差信号必须跨过隔离边界,耦合此信号需要一个这样的元件,它既能隔离又能传输控制环的误差信号。
光耦是目前广泛用来完成此功能的元件,它既能耦合直流信号又能隔离。
为妥当地加入它,有几个因素必须考虑。
增益,或电流传输比(CTR),二极管的通过电流,随时间和温度的变化考虑,可接受的最高的工作电流,这些变化直接影响整个环路及系统的增益。
为有效地作最佳检测,光耦的输出晶体管必须有大的基区面积来接收光能,这就造成了大的基极集电极结电容,它会给反馈环插入一个极点,这个极点的变化与电流和整个环路频率补偿网络相关。
光耦三极管共集电极接法移去了密勒效应,它由寄生电容产生,这种接法增加了频率响应,图7示出用共集电极接法的光耦反馈电路。
注意RD﹑CTR﹑CDE及
从一处到一处的变化,它们还随偏置电流改变。
光耦反馈的支配性极点系由RF﹑CF给出。
前馈电容CK在光耦中建起一个低频零点,这个零点的选择提供一个在环路跨越频率的相位提升。
RK和RD的并联形成一个高频极点在CK处,对于多数光耦,RD在直流偏流1mA之下是50Ω,而在2mA偏置下是25Ω。
CTR项为小信号交流电流传输比,对QT公司的MOC207,其交流CTR约为1。
通过直流的CTR必须低(在1mA或2mA偏流时)。
Vc/Vout中的分母项可以简化。
假设CFB<<CC,实际项是:
此处:
RD--光耦二极管等效小信号电阻。
CTR--光耦电流传输比。
CDE--光耦基极到发射极之间的非线性电容。
--光耦基极与发射极之间的小信号电阻。
图7误差信号反馈电路
●一个RC网络与R2并联,提供一个零点给反馈环的频率补偿。
光耦驱动器将驱动一个0.1uf的电容负载。
对光耦的基极端,开关信号噪声可以进入此高阻抗结点,接一个大电阻1ΜΩ放在b与e之间,这将增加二极管电流及整个反馈系统的带宽,但减小了光耦的增益。
当设计电阻与光耦二极管相串时,重要的要考虑对各元件之间电流传输比的变化,更大的偏置电流会加速其老化,LTC1698光耦驱动器设计源出电流可达到10mA,在0.4V~(VDD-2.5V)之间涌动,这可以满足多数光耦的设计要求。
基于电压反馈功能,LTC1698光耦驱动器耦合故障信号到初级测控制器并防止电路灾难性损坏。
这主要是电流限制和过压故障。
此刻ILIM或OVP比较器会超过误差放大器的输出,并强制OPTODRV端变高。
这些都源于最大电流进入外部光耦二极管,从而减小了正激电路的占空比。
●平均电流限制.
二次测电流限制功能由测量电流检测电阻RSENSE上的负电压来执行。
限流的跨导放大器ILIM有一25mv阈值,如图8。
如果二次测电流较小,Icomp端变低,晶体管MILIM关断,Vcomp端电位取决于OPTODRV。
如果二次测电流变大,Icomp拉高,并强制晶体管MILIM开启。
这样限流超出电压反馈并强制OPTODRV为高电平,并插入一个最大电流到外部光耦,由RILIM电阻提供的电流检测与IC的OPTODRV输出之间是一个线性关系。
图8二次側的平均电流的限制电路
ISNS和ISNSGND端允许一个真实的Kelvin电流检测,并提供在检测电阻上不同的测量。
一个差分低通滤波器由R6和C2形成,它移去了脉冲式电感电流的纹波,产生出一个等于负载电流平均二次側电流低通滤波器的角频率,设置1~2个幅值,令其在开关频率之下,其关系为:
RSECSEN--二次测电流检側电阻。
ILMAX--最大允许的二次側电流。
FSW--正激变换器的开关频率。
如果应用中产生更大的电流检测电压,则可用一个分压器得到合适的值,在C2处加一电阻,在此附加电阻之后的检测电压变成:
一个RC网络由RCILM及CCILM形成,其间的Icomp及Vout可用于稳定电流限制环。
接此补偿网络到Vout可将起动或短路恢复之后的输出过冲最小化,RCILM及CCILM的零点选择好,要在闭环的跨越频率之内。
如果电流补偿环路不用的话,此端可以浮动。
正激变换器的二次側电流限制功能可以将ISNS和ISNSGND短路到GND来处理。
●3.3v辅助源—逻辑供电
一个内部P沟LDO(低压差调节器)产生一个3.3V的辅助源,它供给外部器件或驱动MARGIN端,此电源可以源出10mA电流。
限流功能在内部。
此端需一支0.1uf电容旁路。
●同步整流MOSFET的选择.
两个逻辑电平的N沟MOSFETQ3及Q4(图1)用于LTC1698的电路中。
它们的选择基于导通电阻及体二极管压降,所需MOSFET的RDS(ON)取决于输入和输出电压,允许的功耗及最大输出电流。
平均电感(L1)电流等于输出负载电流。
此电流总要流过Q3及Q4。
其功耗根据占空比决定:
此处,NP/NS为变压器T1的匝比。
RSD(ON)要低于计算值,其由P=I2R安排。
此处,IMAX为最大负载电流,PMAX为允许的功耗。
在一个典型的双晶正激电路中,占空比都少于50%,以防变压器磁芯饱和,这个结果给出的是Q4占空比大于Q3,Q4要消耗更大功率,要用更低的RSD(ON),而RSD(ON)较低的MOSFET有较大的栅源电容。
下一个考虑是MOSFET的体二极管的特性。
在电源起动时体二极管导通,当LTC1698VDD电源电压上升时,时段输出电路适应SYNC输入频率,CG和FG信号端早熟。
电感电流流过MOSFET的体二极管。
MOSFET的体二极管必须能应对其流过的电流总量,多数功率MOSFET都能有相同的电流比率流过体二极管。
LTC1698的CG和FG对MOSFET的驱动也有功耗,工作频率越高,VDD越高,MOSFET栅电容越大,驱动功耗就越大。
为了计算驱动功耗,要使用栅电荷Qg,此参数在MOSFET的数据表中给出。
LTC1698的MOSFET驱动功耗为:
此处,fSW为开关频率。
●功率变压器的选择
正激变换器提供直流隔离,从初级向次级传输能量,除去反激式电路外,正激电路中不用储能,典型用铁氧体芯选高低损耗型.
对于工作在100KHz,磁密通常不得饱和,可以按下面公式计算:
为防止磁芯饱和,峰值磁密为:
最小二次测匝数为:
磁芯要有足够的窗口面积,以便能绕下铜线。
最佳性能是每个绕组只有一层铜线,初级两层分开,宽度与骨架相当。
初次级交互绕可减小漏感,在双晶正激电路中,其漏感能量可由二极管D1及D2送回,效率更好些。
●电感的选择.
输出电感感量,饱和电流,纹波电流通常选满载的40%,为:
此处,
和
●输出电容选择.
输出电容的选择基于最小纹波电压及电容ESR。
在正激变换器中,表示如下:
在最大输入电压时,纹波电压也最大。
对Cout其ESR要满足均方根电流在滤波后的比率,快速负载电流会在ESR上形成较高纹波电压,例如3.3V输出10A负载,要有小于0.01Ω的ESR。
用多个输出电容并联可解决令其达到低于1%。
*PCB布局注意.
在设计PCB板时,给出下面的注意:
1,保持功率电路及信号电路分离。
在一面放功率电路,两功率MOSFET漏极连接直接到变压器,两MOSFET源极接在一起尽可能近。
2,接PGND时直接接到检测电阻,路经越短越好。
MOSFET的栅驱动回路电流也会流过这里。
3,用4.7uf瓷介电容直接接到VDD与PGND之间,越近越好。
4,旁路Vaux的0.1uf电容紧靠Vaux和GND。
5,放置所有信号元件时,靠近LTC1698的引脚。
所有信号的地直接接到GND,从Vout,R2,C5及CCILM有一共同连接点。
6,独立单接GND和PGND。
7,用Kelvin检测的接法接ISNS和ISNSGND端及RSENSEN。
LTC1698的LAYOUT图如下:
(图9)
图9LTC1698的LAYOUT布局图
下面给出3个在二次側使用LTC1698的DC/DC应用电路(图10—12)
图10
图11
图12
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