对于AP系统解决方案应用笔记Word格式.docx

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为了实现低待机功耗，需降低AP3771的最低工作电压。

为了实现较低的功率损耗性能，启动电阻RST1+RST2应尽可能高，在满足导通延迟时间的要求的前提下。

假负载电阻器的选择需在待机电源和IV曲线之间的权衡。

2.2开关频率设计

图3恒流模式下，Io和fsw、Vcpc的关系

当采用恒流模式时，负载电压的增加会使CPC电压呈线性增加。

CPC电压的最大值等于

（1）

通过检流电阻Rcs检测到入图2所示的初级电流Ip。

原边输送到副边的功率有下式给出：

（2）

其中，fsw为开关频率,η是系效率。

当峰值电流Ipk是恒定的时，其输出功率取决于开关频率fsw。

负载的增加与fsw是增加为线性关系。

峰值电流分作两段是为了抑制音频噪音，分别是Io>

42%Iomax时峰值电流约为0.5V，Io＜42%Iomax时峰值电流约为0.5V/1.5≈0.33V。

图4当峰值电流Io变化时，CPC电压与频率fsw的关系

CPC引脚的电压和频率在Io为最Iomax的42%时有一个跳跃点。

当峰值电流由0.5V跃变到0.33V时，CPC引脚电压会突然跃升至之前的1.5倍，频率会跃升至之前的2.25倍。

因此，负载的音频噪音的工作范围被抵制。

图5低峰值电流和高峰值电流转换的滞后性

为了避免振荡，滞后是在低IPK和高IPK之间的转换加入。

考虑音频噪声和变压器的磁通密度之间的关系，deltaB≤2500高斯的磁芯用于抑制音频噪声效果更好。

最大开关频率的低限是由音频噪声抑制给出。

和AP3771的上限可高达120kHz的。

但是，这是在IC的唯一的限制;

最终设计的最大开关频率是由效率，机械尺寸和散热性能之间的权衡决定。

2.3AP3771恒流模式下的变压器和功率器件设计，AP3771的CC闭环控制功能的将保持D1的导通时间和关断时间的固定比例（图1）（图2）的放电或充电嵌在集成电路的电容器。

其对电容的充放电时间的固定比例：

Tons/Toffs=4/4（3）

输出恒定电流Io和次级峰值电流Ipks之间的关系由下式给出：

（4）

在D1导通的瞬间，初级与次级峰值电流的关系：

（5）

因此，输出恒定的电流由下式给出：

（6）

2.3.1计算变压器的最大匝比（NMAX）

应先设计变压器的最大匝比，这是为了确保该系统在DCM模式时的工作条件，特别是在最小输入电压和满负荷时。

我们知道，如果系统能在最小输入电压和满载状态满足方程，它就可以在DCM中的所有工作条件下工作。

（7）

初级侧的电流

（8）

其中Lp为初级绕组的电感。

Vindc是输入的整流后的直流电压。

当Vindc是最小值，可以得到Tonp最大值。

所以，

（9）

对于二次侧的电流

（10）LS是次级绕组的电感。

Vs=Vo+Vd，Vd为次级二极管的正向电压。

在CV恒压调节时，Vs是一个恒定电压，Tons在不同的输入电压下也是一个恒定值。

在反激式变换器中，当主晶体管导通时，能量储存在电感Lp中。

因此，能量从输入传递到输出由下式给出，

（11）（12）

在这里，Pin'

变压器的是输入功率，不包括所有在一次侧的功率损耗（整流器，RCD缓冲，BJT等）。

ηin是输入效率，这约0.9。

然后，

（13）

（7）中的Tsw、Tonp、Ttons替换为（13）、（10）、（9）。

（14）

次级侧的峰值电流和初级侧峰值电流和电感之间的关系如下，

（15）

（16）

N为匝比，ηi是Ipk和Ipks的效率，为0.95.

带入（14、（15）、（16）

（17）

因为

（18）

η是系统的效率，从输入到输出。

在满负荷时，系统将工作在CC的边界调节。

Io可以由下式给出，

（19）

然后，IPKS可以被定义，

Ipks=k*Io（20）

在AP3771的设计中，

（21）

以下可以得到

（22）

然后加入匝比N固定为小于或等于Nmax。

2.3.2计算原边峰值电流和检流电阻（IPK＆RCS）

Ipk 

可以通过输出电流来计算。

（23）

这里k=4,ηi是Ipk和Ipks的效率。

在AP3771，0.5V是一个内部参考电压。

如果检测到VCS的电压达到0.5V时，功率MOSFET将被关闭，Tonp结束。

Rcs=0.5V/Ipk（24）

所以RCS可以从（24）获得并可以从标准电阻系列里选择电阻的。

我们建议使用1％误差的RCS电阻。

选定的RCS后，IPK应根据所选择的RCS进行修改。

从式（23），原边和副边的匝比N可以重新计算。

（25）

2.3.3计算的初级侧---电感Lp

初级电感确定所能储存的能量，所以Lp应足够大，能储存足够的能量。

先获得系统最大输出Pomax，从式子（18）可得：

（26）

其中，fSW根据用户的需求确定设置。

然后，LP可以通过以下方式得到，

（27）

2.34计算原边、副边、辅助绕组的匝数

初级绕组的匝数，

（28）

首先，选好合理的磁通量∆B的磁芯。

面积Ae能有所选磁芯得到。

知道：

Ns=Np/N（29）

和辅助的绕组匝数Na=Ns*Va/Vs（30）

其中，VS是等于Vo+Vd。

Va=Vcc+Vda，Vcc是IC的电源电压，Vda是辅助绕组输出二极管的电压降。

对于AP3771，欠压保护UVLO设定为6.5V，所以IC的电源电压VCC可设置为13V。

2.3.5检查原边的最大占空比

经过一次侧和二次侧的匝数比设计，需重新计算在最低输入电压时的的最大占空比。

（31）

2.3.6选择副边和辅助边二极管

二次侧的最大反向电压，

（32）

辅助侧的最大反向电压，

（33）

在（32）和（33），Vinmaxdc是最大直流输入电压。

2.3.7选择初级侧MOSFET

（34）

要小心，Vdc_spike的值会因不同的缓冲电路而不同。

设计实例1（为12V/1A适配器应用）

产品规格：

输入电压：

90-264V

输出电压：

12V线端电压1.8米AWG24电缆

12.3V

输出电流：

1A

k=2*Tsw/Tons=4

效率：

ηi=90%

用户其他设置：

开关频率：

fsw=60KHz

次级二极管的正向电压：

Vd=0.4V

辅助二极管的正向电压：

Vda=1.1V

Vcc电压：

Vcc=18V

磁芯：

EE19/16（Ae=22.4mmˆ2）,Bmax<

3000GS

Vdc_SPIKE=50V（缓冲电压）

设计步骤

1）计算变压器最大匝比

2）计算原边峰值电流和检流电阻（IPK＆RCS）

我们选择

3）计算原边---LP的电感

4）计算初级，次级和辅助边的匝数（NP，NS，NA）

5）检查一次侧的最大占空比

一次侧的最大占空比计算公式如下，

6）二级及辅助双方选择二极管

次级和辅助侧的最大反向电压，

设计结果摘要：

（1）计算原边和RCS的最大峰值电流

Ipk=

640

mA

初级侧的峰值电流

Rcs=

0.85

Ω

检流电阻

2.变压器的设计

Lp=

1.15

mH

初级侧的电感

N

11/1

原边副边匝比

Np

110

T

Ns

10

Na

15

Dmax

0.55

一次侧的最大占空比Vindc=80V

3，选择二极管和初级晶体管

Vdr=

47

V

次级二极管的最大反向电压

Vdar=

70

辅助二极管的最大反向电压

VdcMax=

564

初级晶体管的电压应力

设计实例2（为12V/1.5A适配器应用）

12V线端电压1.5米AWG24电缆

12.24V

1.5A

η=75%ηin=90%ηi=90%

fsw=50KHz

Vcc=14V

EE20（Ae=31mmˆ2）,Bmax<

Vdc_SPIKE=50V（与缓冲电路）

7）选择初级侧MOSFET

970

0.56

0.9

10/1

100

12

0.48

50

60

550

2.4反馈电阻设计

图6。

反馈电阻电路

从上面的图可知

通过调整RFB1和RFB2，合适的输出电压就可以实现。

RFB1和RFB2的推荐值都在5KΩ到50kΩ。

2.5线路补偿设计

AP3771的内部线路补偿功能，如图7所示，当主开关S1处于“ON”闭合。

就可以从FB引脚来检测电压。

检测到的电压在内部补偿的峰值电流。

线路补偿由RLINE确定。

在不同的应用程序，RLINE的值是不同的。

图7。

线补偿电路

FB引脚图8。

波形

负电压VN（图8）是FB端的线性电压。

AP3771通过VN取样来实现线路补偿。

补偿后的电压（VCS_LINE）的可以由下式来计算，

所以，RLINE可以进行调整，以实现输出电流的卓越的电压调节。

3，小结为了获得AP3771性能好，重要的是要正确地设计变压器，线路补偿和反馈电阻。

此应用程序只给出了一个初步的设计准则有关这些方面，并认为理想的条件，所以一些参数需要计算结果的基础上略有调整。