电力拖动自动控制系统运动控制系统阮毅陈伯时课后参考答案第五六七章仅供参考Word文档下载推荐.docx
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恒定子磁通控制的临界转差率大于恒压
频比控制方式。
恒定子磁通控制的临界转矩也大于恒压频比控制方式。
控制方式均需要定子
电压补偿,控制要复杂一些。
恒气隙磁通:
保
持气隙磁通恒定:
Eg常值,除了补偿定子电阻压降外,还应补偿定子漏抗压降。
与
1
恒定子磁通控制方式相比较,恒气隙磁通控制方式的临界转差率和临界转矩更大,机械特性
更硬。
控制方式均需要定子电压补偿,控制要复杂一些。
恒转子磁通:
机械特性完全是一条直线,可以获得和直流电动机一样的线性机械特性,这正
是高性能交流变频调速所要求的稳态性能。
5-5常用的交流PWM有三种控制方式,分别为SPWM、CFPWM和SVPWM,论述它们的基本特征、各自的优缺点。
SPWM:
特征:
以频率与期望的输出电压波相同的正弦波作为调制波,以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波。
由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻,从而获得幅值相
等、宽度按正弦规律变化的脉冲序列。
优缺点:
普通的SPWM变频器输出电压带有一定的谐波分量,为降低谐波分量,减少电动机转矩脉动,可以采用直接计算各脉冲起始与终了相位的方法,以消除指定次数的谐波。
CFPWM:
在原来主回路的基础上,采用电流闭环控制,使实际电流快速跟随给定值。
优缺点:
在稳态时,尽可能使实际电流接近正弦波形,这就能比电压控制的SPWM获得更
好的性能。
精度高、响应快,且易于实现。
但功率开关器件的开关频率不定。
SVPWM:
把逆变器和交流电动机视为一体,以圆形旋转磁场为目标来控制逆变器的工作,磁链轨迹的控制是通过交替使用不同的电压空间矢量实现的。
8个基本输出矢量,6个有效工作矢量和2个零矢量,在一个旋转周期内,每个有效工作矢量只作用1次的方式,生成正6边形的旋转磁链,谐波分量大,导致转矩脉动。
用相邻的2个有效工作矢量,合成任意的期望输出电压矢量,使磁链轨迹接近于圆。
开关周期越小,旋转磁场越接近于圆,但功率器件的开关频率将提高。
用电压空间矢量直接生成
三相PWM波,计算简便。
与一般的SPWM相比较,SVPWM控制方式的输出电压最多可提咼15%。
5-6分析电流滞环跟踪PWM控制中,环宽h对电流波动于开关频率的影响。
当环宽h选得较大时,开关频率低,但电流波形失真较多,谐波分量高;
如果环宽小,电流跟踪性能好,但开关频率却增大了。
5-7三相异步电动机Y联结,能否将中性点与直流侧参考点短接?
为什么?
答:
能。
虽然直流电源中点和交流电动机中点的电位不等,但合成电压矢量的表达式相等。
因此,三相合成电压空间矢量与参考点无关。
可以将中性点与直流侧参考点短接。
5-8当三相异步电动机由正弦对称电压供电,并达到稳态时,可以定义电压向量U、电流向
量I等,用于分析三相异步电动机的稳定工作状态,4.2.4节定义的空间矢量与向量有何区别?
在正弦稳态时,两者有何联系?
相量是从时间域的三角函数到复指数函数的映射,空间矢量是从空间域的三角函数到复
指数函数的映射。
相量的正弦性表现为时间域的正弦性,空间矢量的正弦性表现为空间域的正弦性。
从本质看
它们都是正弦性,但从形式上看,相量的正弦性还表现为复数在旋转,而空间矢量的正弦性则仅表示原象在空间按正弦规律变化。
当然,也有旋转的空间矢量,但此时空间矢量的旋转性也
是由于电流在时间上按正弦规律变化而引起的,并不起因于空间矢量本身的正弦性。
5-9采用SVPWM控制,用有效工作电压矢量合成期望的输出电压矢量,由于期望输出电压矢量是连续可调的,因此,定子磁链矢量轨迹可以是圆,这种说法是否正确?
实际的定子磁链矢量轨迹在期望的磁链圆周围波动。
N越大,磁链轨迹越接近于圆,但开关频率随之增大。
由于N是有限的,所以磁链轨迹只能接近于圆,而不可能等于圆。
5-10总结转速闭环转差频率控制系统的控制规律,若Usf(i,\s)设置不当,会产生什
么影响?
一般来说,正反馈系统是不稳定的,而转速闭环转差频率控制系统具有正反馈的内环,系统却能稳定,为什么?
控制规律:
1)在ssm的范围内,转矩基本上与转差频率成正比,条件是气隙磁
通不变。
2)在不同的定子电流值时,按定子电压补偿控制的电压-频率特性关系控制定子电压和频率,就能保持气隙磁通恒定。
若USf(「J)设置不当,则不能保持气隙磁通恒定。
一般来说,正反馈系统是不稳定的,而转速闭环转差频率控制系统具有正反馈的内环,系统却能稳定,是因为还设置了转速负反馈外环。
习题
5-1
(1)
T形等效电路:
Us
简化等效电路:
(2)
Sn
4%
n1
314?
ad
Rsj
1Lls
J1S
Lm
1.023
I1N
Pm
3I;
2R
5964W
m1
TeN
np
104.67?
rad/s
56.98
15.97A
2'
2
1L|sC!
Ljs
(3)
Io
2.63?
A
2
(4)
临界转差率:
Sm
R;
i2Lis
临界转矩:
Tm
0.122
U
3
155.98
2IR
R
Un
风机类负载特性
以恒转矩负载特性
umax
-0.122
调压调速在2Un:
3npUs
i2-
38.99
调压调速在3Un:
3npUS
69.32
气隙磁通
4.44fiNskNs随定子电压的降低而减小,属于弱磁调速。
额定电流下的电磁转矩:
3npUs2R'
s1[SRsR2S2i2Ls
Us可调,电磁转矩与定子电压的平方成正比随着定子电压的降低而减小。
带恒转矩负载时,普通笼型异步电动机降压调速时的稳定工作范围为限。
带风机类负载运行,稳定运行范围可以稍大一些0<
1。
o<
s<
sm,调速范围有
5-3
(1)忽略定子漏阻抗:
4.44f1NSk
0.00862
NS
EgUs220/
(2)考虑定子漏阻抗:
理想空载:
EgI01—214.71V
4.44f1NSk
0.00841
Ns
额定负载:
'
r;
Eg
I1N,C1一
QLs
207.35V
■s
g
0.00812
4.44f1NskNs
(3)忽略定子漏阻抗的气隙磁通要大于考虑定子漏阻抗理想空载时的气隙磁通大于考虑定
子漏阻抗额定负载时气隙磁通。
忽略定子漏阻抗的Eg大于考虑下定子漏阻抗理想空载时的大于额定负载时的。
y
原因:
忽略定子漏阻抗时,气隙磁通在定子每相中异步电动势的有效值Eg就等于定子相电
压,而考虑定子漏阻抗时的Eg要用定子相电压减去定子漏阻抗的压降,所以忽略定子漏阻抗时的Eg必然大,相应每极气隙磁通也大。
考虑定子漏阻抗时,理想空载时励磁电感上的
压降只有励磁电感产生,而额定负载时还有负载并在励磁电感上,总的阻抗减小,压降也减
小,所以理想空载时的Eg大于额定负载时的Eg,相应的每极气隙磁通也大。
5-4
理想空载:
EsUs
loRs
219.08V
ms
Es
4.44£
川也
0.00858
11NRs
214.41?
/
Er
mr
0.00840
US丨1N
12Ls
GLs
154.57V
E;
4.44f1NSkNs
0.00605
额定负载时:
msmmr,乓Eg匕
气隙磁通m是由定子励磁绕组和转子绕组产生的,定子全磁通ms是定子绕组和转子绕
组产生的,转子全磁通mr是转子绕组产生的。
Er是转子磁通在转子绕组中的感应电动势,Eg气隙磁通在是定子每相绕组中的感应电动
势,Es是定子全磁通在每相绕组中的感应电动势。
5-5
1\
5-6
(1)考虑低频补偿时:
不考虑低频补偿时:
sI
恒转矩调速恒功率调速
Temax
3npUs2
f=2Hz,
i[Rs
78.14?
考虑补偿:
12L,sLs]
2冗f4冗12.56
UsU3.96f
3npUS2
2229.92
2i[Rs
435.65
不考虑补偿:
UsU4.4f8.8
5-
7
若仅采用幅值补偿不可行,缺少相位的补偿。
5-8
共有8种开关状态。
(Sa,SB,Sc)=(O,0,0),(UA,UB,uc)=(-Ud/2,-Ud/2,-Ud/2)
UsUAOUBOUCO
3UAOUB0
3d
(Sa,S,0=(1,0,0),(ua,ub,uC)=(Ud/2,-Ud/2,-Ud/2)
(Sa,SB,Sc)=(1,1,0),(ua,ub,u©
=(Ud/2,Ud/2,-Ud/2)
(Sa,Sb,Sc)=(0,1,0),(ua,ub,u©
=(-Ud/2,Ud/2,-Ud/2)
usuAOuBOuCO
3uAOuBCpj
j2
ucOe
(Sa,S,S)=(0,1,
1),(ua,ub,uc)=(-Ud/2,Ud/2,Ud/2)
usuAOuBO
uco
3uaoub启
(Sa,Sb,S)=(0,0,
1),(ua,ub,uc)=(-Ud/2,-Ud/2,Ud/2)
(Sa,Sb,Sc)=(1,0,1),(ua,ub,uc)=(Ud/2,-Ud/2,Ud/2)
3uaoub©
ucOej
(Sa,Sb,Sc)=(1,1,1),(ua,ub,uc)=(Ud/2,Ud/2,Ud/2)
j
uc02
如果考虑到它们所在绕组
k为待定系数):
5-9
交流电动机绕组的电压、电流、磁链等物理量都是随时间变化的,
的空间位置,可以定义为空间矢量。
定义三相定子电压空间矢量(
uBO
ku》2
三相合成矢量:
usuaouboucokuAOkuB0kucOej2
5-10
dt
忽略定子电阻压降,定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为
其空间矢量以恒速旋转,
当电动机由三相平衡正弦电压供电时,电动机定子磁链幅值恒定,磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形(简称为磁链圆)定子磁链矢量:
定子电压矢量:
-Sej肚”
dtS
5-11
若采用电压空间矢量PWM调制方法,若直流电压Ud恒定,要保持|?
?
k)|恒定,只要使厶t1为常数即可。
输出频率越低,△t越大,零矢量作用时间厶to也越大,定子磁链矢量轨迹停留的时间越长。
5-12
按6个有效工作矢量将电压矢量空间分为对称的六个扇区,当期望输出电压矢量落在某个扇
区内时,就用与期望输出电压矢量相邻的2个有效工作矢量等效地合成期望输出矢量。
按6个有效工作矢量将电压矢量空间分为对称的六个扇区,每个扇区对应n/3,基本电压空
间矢量的线性组合构成期望的电压矢量。
期望输出电压矢量与扇区起始边的夹角0o在一个
开关周期T0,u1的作用时间t1,u2的作用时间t2,合成电压矢量
5-13
给定积分环节的原理与作用:
由于系统本身没有自动限制起动制动电流的作用,因此频率设定必须通过给定积分算法产生
平缓的升速或者降速信号。
i(t)i(to);
亠dt
L0up
t
i(to)t£
dt
down
5-14
ssm
1•转矩基本上与转差频率成正比,条件是气隙磁通不变,且
2•在不同的定子电流值时,按定子电压补偿控制的电压-频率特性关系控制定子电压和频率,
就能保持气隙磁通恒定。
控制方法:
保持气隙磁通不变,在s值较小的稳态运行范围内,异步电动机的转矩就近似与转差角频率成正比。
在保持气隙磁通不变的前提下,可以通过控制转差角频率来控制转矩,这就是转差频率控制
的基本思想。
忽略电流相量相位变化的影响,仅采用幅值补偿
转速开环变频调速系统可以满足平滑调速的要求,但静、动态性能不够理想。
采用转速闭环
控制可提高静、动态性能,实现稳态无静差。
需增加转速传感器、相应的检测电路和测速软件等。
转速闭环转差频率控制的变压变频调速是基于异步电动机稳态模型的转速闭环控制系统。
5-15
临界转差频率:
sm空71.43
LrLr
最大的允许转差频率smax0.9sm64.287?
起动时的定子电流和启动转矩:
定子电压:
USCgsmax
smax
起动时的定子电流:
3np
gsmax
iR
3npCg
smax
13550.511
起动转矩:
第六章
6-1
异步电动机变压变频调速时需要进行电压(或电流)和频率的协调控制,有电压(或电流)和频率两种独立的输入变量。
在输出变量中,除转速外,磁通也是一个输出变量。
异步电动机无法单独对磁通进行控制,电流乘磁通产生转矩,转速乘磁通产生感应电动势,在数学模型中含有两个变量的乘积项。
三相异步电动机三相绕组存在交叉耦合,每个绕组都有各自的电磁惯性,再考虑运动系统的
机电惯性,转速与转角的积分关系等,动态模型是一个高阶系统。
6-2
异步电动机三相数学模型中存在一定的约束条件。
三相变量中只有两相是独立的,因此三相原始数学模型并不是物理对象最简洁的描述。
完全
可以而且也有必要用两相模型代替。
两相模型相差90。
才能切割d轴最大地产生磁通,产生电动势。
相差180。
不行,无法切
割d轴产生磁通。
6-3
三相绕组可以用相互独立的两相正交对称绕组等效代替,等效的原则是产生的磁动势相等。
功率相等不是变换的必要条件。
可以采用匝数相等的交换原则。
变换前后的功率不相等。
6-4
旋转变换的等效原则是磁动势相等。
同步旋
因为当磁动势矢量幅值恒定、匀速旋转时,在静止绕组中通入正弦对称的交流电流,
转坐标系以与磁动势矢量转速相同的转速旋转,如果站在d轴上看,就是两个通入直流而相
互垂直的静止绕组,所以同步旋转坐标系中的电流是直流电流。
如果坐标系的旋转速度大于或者小于磁动势矢量的旋转速度时,绕组中的电流是交流量。
6-5
坐标变换的优点:
与三相原始模型相比,3/2变换减少了状态变量的维数,简化了定子和转
子的自感矩阵。
旋转变换改变了定、转子绕组间的耦合关系,将相对运动的定、转子绕组用相对静止的等效绕组来代替,消除了定、转子绕组间夹角对磁链和转矩的影响。
将非线性变参数的磁链方程转化为线性定常的方程,但却加剧了电压方程中的非线性耦合程度,将矛盾从磁链方程转移到电压方程中来了,并没有改变对象的非线性耦合性质。
6-6
矢量控制系统的基本工作原理:
通过坐标变换,在按转子磁链定向同步旋转正交坐标系中,
得到等效的直流电动机模型。
仿照直流电动机的控制方法控制电磁转矩与磁链,然后将转子
磁链定向坐标系中的控制量反变换得到三相坐标系的对应量,以实施控制
通过按转子磁链定向,将定子电流分解为励磁分量和转矩分量,转子磁链仅由定子电流励磁分量产生,电磁转矩正比于转子磁链和定子电流转矩分量的乘积,实现了定子电流两个分量
的解耦。
在按转子磁链定向同步旋转正交坐标系中的异步电动机数学模型与直流电动机动态模型相
当。
6-7
计算转子磁链的电流模型:
基本原理:
根据描述磁链与电流关系的磁链方程来计算转子磁链,所得出的模型叫做电流模
型。
需要实测的电流和转速信号,不论转速高低时都能适用。
受电动机参数变化的影响。
电动机温升和频率变化都会影响转子电阻,磁饱和程度将影响电感。
这些影响都将导致磁链
幅值与位置信号失真,而反馈信号的失真必然使磁链闭环控制系统的性能降低,这是电流模
型的不足之处。
计算转子磁链的电压模型:
根据电压方程中感应电动势等于磁链变化率的关系,取电动势的积分就可以得到
磁链。
电压模型包含纯积分项,积分的初始值和累积误差都影响计算结果,在低速时,定子电阻压降变化的影响也较大。
电压模型更适合于中、高速范围,而电流模型能适应低速。
有时为了提高准确度,把两种模型结合起来。
6-8
直接定向:
根据转子磁链的实际值进行控制的方法称作直接定向。
转子磁链的直接检测比较困难,多采用按模型计算的方法。
间接定向:
利用给定值间接计算转子磁链的位置,可简化系统结构,这种方法称为间接定向。
.、*I*
用定子电流转矩分量和转子磁链计算转差频率给定信号sLm*ist将转差频率给
Trr
定子电流励
定信号加上实际转速,得到坐标系的旋转角速度,经积分环节产生矢量变换角。
磁分量给定信号和转子磁链给定信号之间的关系是靠式ismTrS1r建立的,比例微分环
节在动态中获得强迫励磁效应,从而克服实际磁通的滞后。
磁链定向的精度受转子参数的影响。
6-9
矢量控制系统通过电流闭环控制,实现定子电流的两个分量的解耦,进一步实现电磁转矩与转子磁链的解耦,有利于分别设计转速与磁链调节器;
实行连续控制,可获得较宽的调速范围。
按转子磁链定向受电动机转子参数变化的影响,降低了系统的鲁棒性。
直接转矩控制系统采用双位式控制,根据定子磁链幅值偏差、电磁转矩偏差的符号以及期望
电磁转矩的极性,再依据当前定子磁链矢量所在的位置,直接产生PWM驱动信号,避开了
旋转坐标变换,简化了控制结构。
不可避免地产生转矩脉动,影响低速性能,调速范围受到
限制。
6-10
6个有效工作电压空间矢量,将产生不同的磁链增量。
由于六个电压矢量的方向不同,有的
电压作用后会使磁链幅值增大,另一些电压作用则使磁链幅值减小,磁链的空间矢量位置也
都有相应变化。
选择电压空间矢量的规则:
d轴分量usd
为“+”时,定子磁链幅值加大;
为“-”时,定子磁链幅值减小;
为“0”时,定子磁链幅值维持不变。
q轴分量usq
为“+”时,定子磁链矢量正向旋转,转差频率增大,电流转矩分量和电磁转矩加大
为“-”时,定子磁链矢量反向旋转,电流转矩分量急剧变负,产生制动转矩;
为“0”时,定子磁链矢量停在原地,转差频率为负,电流转矩分量和电磁转矩减小。
转矩脉动的原因:
由于采用双位式控制,实际转矩必然在上下限内脉动;
抑制转矩脉动的方法:
对磁链偏差和转矩偏差实行细化,使磁链轨迹接近圆形,减少转矩脉
动。
6-11
带有滞环的双位式控制器优缺点:
转矩和磁链的控制采用双位式控制器,并在PWM逆变器
中直接用这两个控制信号产生输出电压,省去了旋转变换和电流控制,简化了控制器的结构。
由于采用双位式控制,实际转矩必然在上下限内脉动。
6-12
直接转矩控制系统需采用两相静止坐标计算定子磁链,而避开旋转坐标变换。
定子磁链计算模型:
(UsRsis)dt
,这是一个电压模型,适合于以中高速运行的
系统,在低速时的误差较大,甚至无法应用。
必要时,只好在低速时切换到电流模型,但这时上述能提高鲁棒性的优点就不得不丢弃了。
转矩计算模型:
Tnp(ississ)
由于磁链计算采用了带积分环节的电压模型,响磁链计算的准确度。
积分初值、累积误差和定子电阻的变化都会影
6-13
矢量控制系统的控制方法:
转子磁链可以闭环控制也可以开环控制,转矩连续控制,电流
闭环控制。
直接转矩控制系统的控制方法:
定子磁链闭环控制,转矩双位式控制,电流无闭环控制。
6-1
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