机床主轴交流机电变频调速文档格式.docx
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1.调速时平滑性好,效率高。
低速时,特性静关率较高,相对稳定性好。
2.调速范围较大,精度高。
3.起动电流低,对系统及电网无冲击,节电效果明显。
4.变频器体积小,便于安装、调试、维修简便。
5.易于实现过程自动化。
6.必须有专用的变频电源,目前造价较高。
7.在恒转矩调速时,低速段电动机的过载能力大为降低。
在交流调速的研究与制造过程中,硬件的设计与组装占了相当大的比重。
电机制造以及调速装置的制造需要大批的技术熟练工人,对人员的素质有一定要求。
而国外相关产业的人工成本相对较高,在近十年内,交流调速的制造业有可能向发展中国家转移。
对中国来说,这也是一个机遇,如果我们抓住这个机会,再利用本身的市场有利条件,有可能在我国形成交流调速系统的制造业中心,使我国工业上一个新的台阶。
需要注意的是发达国家在高技术领域是不会轻易放弃的,他们非常注意核心技术及软件的保护和保密,为此,必须加大该领域的科研与开发的力度。
1.3数控机床主轴控制系统
1.3.1主轴控制系统的结构及分类目前,数控机床的主传动电机已经基本不再使用普通交流异步电机和传统的直流调速电机,他们与逐步被新兴的交流变频调速伺服电机和直流伺服调速电机代替。
数控机床的主运动要求有较大的调速范围,以保证加工时能选用合理的切屑用量,从而获得最佳的生产率、加工精度和表面质量。
为了适应各种工件和各种工件材料的要求,多恭喜自动换刀的数控机床和加工中心主运动的调速范围应进一步扩大。
数控机床的变速时按照控制指令自动进行的,因此变速机构必须适应自动操作的要求。
由于直流和交流变速主轴电机的调速系统日趋完善,不仅能方便地实现宽范围的无级变速,而且减少了中间传递环节和提高了变速控制的可靠性,因此在数控机床的主传动系统中更能显示出它的优越性。
为了确保低速时的扭矩,有的数控机床在交流和直流电机无级变速的基础上配以齿轮变速。
由于主运动采用了无级变速,在大型数控车床上测斜端面时就可实现恒速切屑控制,以便进一步提高生产效率和表面质量。
数控机床主传动主要有三种配置方式。
(1)由调速电机直接驱动的主传动这种主传动方式大大简化了主轴箱体与主轴的结构,有效地提高了主轴部件的刚度。
但主轴输出扭矩小,电机发热对主轴的精度影响较大。
(2)带有变速齿轮的主传动这是大、种型数控机床采用较多的一种方式。
通过少数几对齿轮减速,扩大了输出扭矩,以满足主轴对输出扭矩特性的要求。
一部分小型数控机床业采用此种传动方式,以获得强力切屑时所需要的扭矩。
滑移齿轮的移位大都采用液压拨叉或直接由液压油缸带动齿轮实现。
(3)通过皮带传动的主传动
这主要应用在小型数控机床上,可以避免齿轮传动是引起的振动与噪声。
但它只能使用与要求的扭矩特性的主轴。
1.3.2主轴控制系统的发展方向作为数控机床的重要功能部件,伺服驱动装置的特性一直是影响数控机床加工性能的重要指标。
围绕伺服驱动装置的动态特性与静态特性的提高,近年来国内外发展了多种伺服驱动技术。
可以预见,随着高速切削、超精密加工、网络制造等先进技术的发展,具有网络接口的全数字交流伺服驱动系统、直线伺服系统及高速电主轴等成为机床行业的关注热点,并成为伺服驱动系统的发展方向。
从2005年德国汉诺威展览会,可以看到伺服驱动装置的两个发展趋势:
(1)全数字化
全数字化是未来伺服驱动技术发展的必然趋势。
全数字化不仅包括伺服驱动内部控制的数字化,伺服驱动到数控系统接口的数字化,而且还应该包括测量单元数字化。
因此伺服驱动单元内部三环的全数字化、现场总线连接接口、编码器到伺服驱动的数字化连接接口,是全数字化的重要标志。
随着微电子制造工艺的日益完善,采用新型高速微处理器,特别是数字信号处理器一DSP技术,使运算速度呈几何级数上升。
伺服驱动内部的三环控制(位
置环/速度环/电流环)数字化是保证伺服驱动高响应、高性能和高可靠性的重要前提。
伺服驱动所有的控制运算,都可由其内部的DSP完成,达到了伺服环路高速实时控制的要求。
一些产品还将电机控制的外围电路与DSP内核集成于一体,
一些新的控制算法速度前馈、加速度前馈、低通滤波、凹陷滤波等得以实现。
伺服驱动传统的模拟量控制接口,容易受到外部信号干扰,传输距离短。
我国目前伺服驱动装置上大量采用的脉冲式控制接口,也不是真正意义上的数字接口。
这种接口受脉冲频率的限制,不能满足高速、高精控制的要求。
而采用现场总线的数字化控制接口,是伺服驱动装置实现高速、高精控制的必要条件。
全数字化已经延伸到测量单元接口的数字化。
德国HEIDENHAIN将各种类型
的编码器,如绝对、增量式和正余弦编码器的细分功能,都统一到EnDae2.2编
码器连接协议中。
细分过程在编码器内部完成,再通过数字接口和伺服驱动连接起来,这才是真正的全数字化。
(2)高性能表现为高精度、高动态响应、高刚性、高过载能力、高可靠性、高电磁兼容性、高电网适应能力、高性价比。
在2005年汉诺威展览会上,日本发那科推出了HRV4司服控制控制技术。
伺服HRV4继承并进一步发展了HRV3I勺优点,具有如下特点:
在任何时刻,均采用纳米层次的位置指令,使用1600万/转的ai高分辨率的脉冲编码器,可以实现纳米精度的伺服控制;
HRV4超高速伺服控制处理器,所控制的电机转速可以达到60000r/min;
HRV4控制算法,可使得伺服电机的最大控制电流减少50%,并减少电机发热17%,因此,伺服驱动装置可以获得更高的刚性和过载能力。
2系统主电路设计
2.1主电路工作原理
本文所研制逆变器基于42V的汽车电气系统,逆变器交流侧的输出电流额定值为100Arms对于这种低压大电流的应用场合,MOSFE■是非常合适的选择。
MOSFET相对于IGBT而言,具有更小的导通电阻,因而导通损耗也就更小,能得到更大的变换器效率,这对于对体积和效率要求很高的汽车用ISG逆变器而言,是个很大的优点。
并且,MOSFET勺导通电阻具有正的温度系数,这使得MOSFET非常适于并联,不但可以得到更大的电流等级,而且还可以得到更小的导通电阻,进一步减小导通损耗。
所以,本文选择MOSFE做为主电路的功率开关器件。
由功率半导体器件开关引起的电压尖峰典型值在75V到100V之间,所以功
率器件的阻断电压Vdss必须高于这个区间,并且考虑到下一阶段关于Z源逆变器的研究,直流侧的电压将有一定的提升,所以,取MOSFET勺Vdss为150V。
交流侧的输出电流额定值为100Arms,考虑到ISG起动时需要的大电流(本设计中为200A)及MOSFE■安全工作区和结温对MOSFE过流能力的影响,取MOSFET的电流等级为300A。
为了充分利用MOSFET勺导通电阻具有正温度系数适于并联的特点,考虑采用MOSFE併联,这样可以减小导通电阻,减少导通损耗,提高变换器效率。
不仅如此,在这一应用中,采用单一的大尺寸MOSFE成本较高,
采用小尺寸MOSFE■并联可以降低成本,对价格很敏感的汽车工业而言是非常重要的。
进一步考虑到逆变器系统总体结构设计的需要和将来功率的扩展,本文用6个小功率的MOSFE并联做为三相逆变桥的半个桥臂,这样,每个MOSFET勺
电流等级选为50A即可。
经过对国内外主要半导体器件供应商产品的综合分析比较,选定RENESAS^司的FS50MS-3
2.2直流侧电容选型
主电容除了稳压外,还在蓄电池和逆变器之间起去藕的作用,为电机感性负载提供必要的无功功率。
在ISG逆变器这种电流较大、环境温度较高而体积又
要求小的应用中,直流电容需要有较小的等效串联电阻(ESR和电感(ESL,高纹波电流能力以及紧凑的体积。
因直流电容起储能的作用,所以电容的容量必须比较大,按40卩F/A进行初选。
直流侧电流为:
Po__5kVA
所以主电容容量在5300卩F左右。
为了减小电容的ESR和ESL,除了选用低ESR和ESL的电容外,考虑用小容量电容并联来得到大容量的电容,并且小容量的电容体积小,对于空间的利用非常有利,可使结构更加紧凑。
本文在每一
对上下桥臂MOSFET勺两端都并联一个小容量的电解电容,这样的话,每相桥臂并联6个电解电容,三相共18个电解电容。
5300^F电容分为18个小容量的电容,则每个电容的容量约为295卩F,考虑到实际电容的规格并留一定的裕量,选取470卩F的电解电容,贝U18个电容的容量为8460卩F。
电压等级选与
150VMOSFE相当等级的160V。
2.3缓冲电路设计
缓冲电路也称为吸收电路,在电力电子器件的应用中起着重要的作用。
功率器件在开通时流过很大的电流,在关断时承受很大的电压;
尤其在开关转换瞬间,电路中各种储能元件的能量释放会导致器件经受很大的冲击,有可能超过器
件的安全工作区而导致损坏。
附加各种缓冲电路,可大大缓减器件在电路中承
受的各种应力,设计合理的吸收电路还能降低器件的开关损耗、避免器件的二次击穿和抑制电磁干扰,提高电路的可靠性。
目前常见的逆变器桥臂缓冲电路有如下三种:
图2.1所示缓冲电路直接在
一个桥臂上下两个功率器件旁并联一个电容,这种缓冲电路适用于中小功率场合,对抑制瞬变电压非常有效且结构简单、成本较低。
E$T*
一占A
|10
■
柚j<
J-
hR
图2.1常见逆变器桥臂缓冲电路拓扑结构
而B、C缓冲电路适用于功率较大的场合,由于二极管的钳位作用,可抑制吸收电容和母线寄生电感之间的振荡,但结构相对复杂些。
基于本文所设计的逆变器的功率等级,综合考虑装置的成本及设计的简易性,本文采用了图3A所示的缓
冲电路。
2.4系统主电路参数设计与选择
在复杂的三相PWM8流电路中,由于存在非线性期间,要确定主电路参数比
较困难。
很多文献在这方面进行了一定的探讨和研究,提出了一些计算方法,但
是分析过程很复杂,而且最终结果也只是一个大致的取值范围。
一种比较理想的
解决方法是建立可逆PWM8流器仿真模型,在一定范围内,选取不同值对系统仿真,根据实验结果确定各参数的数值•在目前的电力电子领域中,常用的电路仿真软件Pspice和MATLA等要构造这种能量双向流动的PW整流器有一定的局限性,而且建模很复杂•本研究采用功能强大、系统中可以同时进行数模混合仿真的软件SaberDesigner构造了仿真模型。
三相可逆PWM8流器主电路图如图1所示,图中EaEb和Ec为三相输入电压;
Va,Vb和Vc为PWM8流器三相输入电压;
Lre为整流器电感值;
Rre为电
感寄生电阻阻值;
ia,ib和ic为三相输入电流
图2.2三相可逆PWh整流器结构图
假设三相电源输入电压
re;
Knisin/cut)
ss
cur-
-Knisi.n/cur十2V3丄
式中Vm和3分别是三相输入电压幅值与角频率。
将三相电压变换到d2q坐
标系下面,得到
fEd垃EaJ1=(2/31
剛“其120}
测"
+120/
8珂0・120J
如9+120;
-1/Ji
1/A
17J1-
f£
a氐£
;
]r.
式中0匚购.在三相平就統中有心
/&
為厂=/(^0|r・(II
通过给定整流器的有功功率P*和无功功率Q*得到其所对应的电流给定
得到整流器的d-q坐标系下的电流给定
H;
0J1,
试屮打和』;
Jd旳轴的电谦皓足一
榕瞌器的状蛊力谓为
Irdthd山丿=爲「ffre-*a-F—
山丿-昴*ReZPh;
⑶
£
“2和"
卄=&
-Rrd怜
因为三相是平衡输入,所以可以将式(3)转换到d-q同步模式,得到对应的微分方程
LK(ditifdt)h
卜心~Rwi』▼卩』咔<
^Ltc(ii>
Zw(di/dt)=
Eji"
RteL■卩毋'
少/rre/J-.
式中id和iq是三相输入电流在同步坐标系下的值。
根据上式可以构造电流
调节器的设计为(忽略电感寄生电阻的影响):
叮=•(Kg+心/Q'
(id-Cd+Ett+3LJ耳;
叮」(心4S)*
*
(订-iqf+爲-讥h
式中,V*d和V*q为d-q轴电压给定;
Kdp和Kdi为d轴PI调节器系数;
Kqp
和Kqi为q轴PI调节器系数.具体控制框图如图2.3所示,其中Ed=VmEq=O,
同时忽略寄生电阻的影响。
图2.3电流控制器控制框图
加上电压环控制部分和电压电流检测部分,构成完整的系统,如图2.4所示.
3to1
Oriver
Controller
ContraIler
图2.4PWM整流器系统图
3交流变频电机的参数设计及选型
流电机选型要根据功率、转速、电压等级、应用场合、放水标准等条件选择,交流电机控制非常简单,运用变频器,软启动器或直接启动都可以控制,直流电机控制现在也不是很复杂,只是直流电机不能做到交流电机的免维护,故障率稍高,如果工作条件差还是建议使用交流电机。
一般直流电机比交流电机造价高,但直流电机机械特性要稍好于交流电机。
不过现在采用矢量变频控制技术的交流电机已经和直流电机特性已经非常接近。
因此一般情况还是建议采用交流电机。
3.1机电领域中交流电机的选择原则
现代机电行业中经常会碰到一些复杂的运动,这对电机的动力荷载有很大影响。
伺服驱动装置是许多机电系统的核心,因此,伺服电机的选择就变得尤为重
要。
首先要选出满足给定负载要求的电动机,然后再从中按价格、重量、体积等技术经济指标选择最适合的电机,如图3.1所示。
图3.1各种电机的T-曲线
(1)传统的选择方法
这里只考虑电机的动力问题,对于直线运动用速度v(t),加速度a(t)和所需外力F(t)表示,对于旋转运动用角速度⑴,角加速度⑴和所需扭矩T(t)表示,它们均可以表示为时间的函数,与其他因素无关。
很显然。
电机的最大功率P电机,最大应大于工作负载所需的峰值功率P峰值,但仅仅如此是不够的,物理意义上的功率包含扭矩和速度两部分,但在实际的传动机构中它们是受限制的。
用
峰值,T峰值表示最大值或者峰值。
电机的最大速度决定了减速器减速比的上限,n上限=峰值,最大/峰值,同样,电机的最大扭矩决定了减速比的下限,n下限=T峰值/T电机,最大,如果n下限大于n上限,选择的电机是不合适的。
反之,则可以通过对每种电机的广泛类比来确定上下限之间可行的传动比范围。
只用峰值功率作为选择电机的原则是不充分的,而且传动比的准确计算非常繁琐。
(2)新的选择方法
一种新的选择原则是将电机特性与负载特性分离开,并用图解的形式表示,这种表示方法使得驱动装置的可行性检查和不同系统间的比较更方便,另外,还
提供了传动比的一个可能范围。
这种方法的优点:
适用于各种负载情况;
将负载
和电机的特性分离开;
有关动力的各个参数均可用图解的形式表示并且适用于各种电机。
因此,不再需要用大量的类比来检查电机是否能够驱动某个特定的负载。
在电机和负载之间的传动比会改变电机提供的动力荷载参数。
比如,一个大
的传动比会减小外部扭矩对电机运转的影响,而且,为输出同样的运动,电机就
得以较高的速度旋转,产生较大的加速度,因此电机需要较大的惯量扭矩。
选择一个合适的传动比就能平衡这相反的两个方面。
通常,应用有如下两种方法可以找到这个传动比n它会把电机与工作任务很好地协调起来。
一是,从电机得到的最大速度小于电机自身的最大速度电机,最大;
二是,电机任意时刻的标准扭矩
小于电机额定扭矩M额定。
3.2交流变频电机的参数
(1)电机的最高转速
电机选择首先依据机床快速行程速度。
快速行程的电机转速应严格控制在电机的额定转速之内。
式中,nnom为电机的额定转速(rpm);
n为快速行程时电机的转速(rpm);
Vmax为直线运行速度(m/min);
u为系统传动比,u=n电机/n丝杠;
Ph丝杠导程
(mr)
(2)惯量匹配问题及计算负载惯量
为了保证足够的角加速度使系统反应灵敏和满足系统的稳定性要求,负载
惯量Jl应限制在2.5倍电机惯量Jm之内,即JL2.5Jm
M
JlJj(
j1
、.2
式中,Jj为各转动件的转动惯量,kg.m;
j为各转动件角速度,rad/min;
mj为各移动件的质量,kg;
Vj为各移动件的速度,m/min;
为伺服电机的角速度,rad/min。
(3)空载加速转矩
空载加速转矩发生在执行部件从静止以阶跃指令加速到快速时。
一般应限定
在变频驱动系统最大输出转矩的80%以内。
2nJLJM)
TmaxLMTfTAmax80%
60tac
式中,TAmax为与电机匹配的变频驱动系统的最大输出转矩(N.m);
Tmax为空载时加速转矩(N.m);
Tf为快速行程时转换到电机轴上的载荷转矩(N.m);
tac为快速行程时加减速时间常数(ms)。
(4)切削负载转矩
在正常工作状态下,切削负载转矩Tms不超过电机额定转矩Tms的80%
1
TmsTcD°
Tms80%
式中,Tc为最大切削转矩(N.m);
D为最大负载比。
3.3根据负载转矩选择变频电机
根据伺服电机的工作曲线,负载转矩应满足:
当机床作空载运行时,在整个速度范围内,加在伺服电机轴上的负载转矩应在电机的连续额定转矩范围内,即在工作曲线的连续工作区;
最大负载转矩,加载周期及过载时间应在特性曲线的允许范围内。
加在电机轴上的负载转矩可以折算出加到电机轴上的负载转矩。
Tc
式中,Tl为折算到电机轴上的负载转矩(N.m);
F为轴向移动工作台时所需的力(N);
L为电机每转的机械位移量(n);
Tc为滚珠丝杠轴承等摩擦转矩折算到电机轴上的负载转矩(N.m);
为驱动系统的效率。
FFc(WfgFcf)
式中,Fc为切削反作用力(N);
fg为齿轮作用力(N);
W为工作台工件等滑动部分总重量(N);
Fcf为由于切削力使工作台压向导轨的正压力(N);
为摩擦系数。
无切削时,F(Wfg)。
计算转矩时下列几点应特别注意。
(a)由于镶条产生的摩擦转矩必须充分地考虑。
通常,仅仅从滑块的重量
和摩擦系数来计算的转矩很小的。
请特别注意由于镶条加紧以及滑块表面的精度误差所产生的力矩。
(b)由于轴承,螺母的预加载,以及丝杠的预紧力滚珠接触面的摩擦等所产生的转矩均不能忽略。
尤其是小型轻重量的设备。
这样的转矩回应影响整个转矩。
所以要特别注意。
(c)切削力的反作用力会使工作台的摩擦增加,以此承受切削反作用力的
点与承受驱动力的点通常是分离的。
如图所示,在承受大的切削反作用力的瞬间,滑块表面的负载也增加。
当计算切削期间的转矩时,由于这一载荷而引起的摩擦转矩的增加应给予考虑。
(d)摩擦转矩受进给速率的影响很大,必须研究测量因速度工作台支撑物
(滑块,滚珠,压力),滑块表面材料及润滑条件的改变而引起的摩擦的变化。
已得出正确的数值。
(e)通常,即使在同一台的机械上,随调整条件,周围温度,或润滑条件等因素而变化。
当计算负载转矩时,请尽量借助测量同种机械上而积累的参数,来得到正确的数据。
3.4根据负载惯量选择变频电机
为了保证轮廓切削形状精度和低的表面加工粗糙度,要求数控机床具有良好
的快速响应特性。
随着控制信号的变化,电机应在较短的时间内完成必须的动作。
负载惯量与电机的响应和快速移动ACC/DE(时间息息相关。
带大惯量负载时,当速度指令变化时,电机需较长的时间才能到达这一速度,当二轴同步插补进行圆弧高速切削时大惯量的负载产生的误差会比小惯量的大一些。
因此,加在电机轴
上
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