L6599中文资料及产品方案文档格式.docx
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1.25等),以确保下次正常软起动。
此时,ISEN端上的电压超过0.8V,然后长期保留在0.75V以上。
8PINDELAY过流的延迟关断。
从此端接一电容及电阻到GND,设置IC关断前的过流最大时间以及IC重起动之后的延迟,每个时段ISEN端电压超过0.8V时,电容就由内部150ua电流源发生器来缓慢放电。
如果此端电压达到2V,软起动电容就完成放电,开关频率被推到最大值。
150uA电流源总保持开启,在此端电压超过3.5V时,IC即停止开关。
内部电流源也关断,此端电压衰减由外部电阻放电完成。
IC在其电压降至0.3V以下时重新软起动。
用此方法在短路条件下,变换器用非常低的平均输入功率间歇式工作。
3PINCF定时电容。
从此端接一电容到GND,用于内部电流发生器的充电及放电,用接到4PIN(RFmin)的外部网络调节此内部电流发生器,从而决定变换器的开关频率。
4PINRFmin最低振荡频率设置。
此端提供预置的2V基准,用一支电阻从此端接到GND,以决定设置最低频率的电流。
用调频的闭环反馈调节变换器输出电压。
光耦的光电三极管通过一支电阻接到此端,电阻值将设置最高工作频率。
一个R-C串连从此端接到GND,以设置从起动到稳定工作的频率移动范围,并防止过冲。
5PINSTBY猝发模式工作阈值。
此端检测反馈控制环的电压,并与内部1.25V基准比较,如果此端电压低于基准,IC即进入空载的状态。
其静态电流即减下来,芯片在此端电压超过基准50mV后重新开起,软起动没有实行。
这个功能在负载降到几乎空载时完成猝发模式工作。
此负载水平可用接在光耦到RFmin端的电阻来调节.此端到RFmin在不使用猝发模式工作时可短接。
6PINISEN电流检测输入。
此端检测初级电流,可用一电阻或一电容分压器做无损检测,此输入无内部逐个周期式控制。
因此电压信号必须滤波以得到平均电流信息。
在其电压超过0.8V阈值时,软起动电容接到1PIN,内部放电,频率增加以限制功率通过量。
在输出短路时,其通常接近初级的恒定峰值电流,这个条件允许由2PIN设置,令电流保持在建起值而不管频率的增加。
第二个比较器在1.5V基准时锁住器件令其关断,使消耗降到起动前水平。
然后信息被锁住,必须到下一周期IC的电源电压使能,令其重新起动,闩锁被移去。
此时,Vcc端电压达到UVLO电压阈值以下。
若此功能不用,将此端连接到GND。
7PINLINE线路检测输入。
此端用一电阻分压器接到高压输入总线端(AC或DC)作布朗输出保护。
低于1.25V时关闭IC为低消耗,并放掉软起动电容的电荷。
在其电压超过1.25V时,IC重新使能做软起动,比较时提供一个电流滞后,内部15uA电流源发生器在其低于1.25V时工作,在其高于1.25V时关断。
此端要用一旁路电容到地,减少噪声干扰。
此端上的电压上限由内部齐纳限制,齐纳激活时,IC也关断。
正常使用时,此端电压为1.25V~6V。
8PINDIS锁住器件关断。
在内部此端接到一个比较器,在其上电压超过1.85V时,将IC关掉,并使功耗降到起动前的水平。
此信息被锁住后,必须重新给IC加电才能令其重新软起动,在Vcc电压降到UVLO阈值以下时,此闭锁才被移去,若不用要将此端接地。
9PINPFC_STOP漏极开路的PFC控制器级的ON/OFF控制,通常此端开路,用以停止PFC,用于保护或猝发模式工作。
在IC被DIS>
1.85V,ISEN>
1.5V,LINE>
6V及STBY<
1.25V关断时,此端为低电平。
在DELAY上的电压超过2V时又回到开路状态,此时电压降到0.3V,在UVLO期间它开路,如果不用它,此端悬空不接。
10PINGNDIC公共端。
低边栅驱动电流回程端及IC工作电流回流端,所有偏置元件回GND端要各自独立,为星状接法。
11PINLVG低边栅驱动输出端。
驱动能力为源出0.8A漏入0.3A。
驱动半桥电路低边的MOSFET,在UVLO时此端为低电平。
12PINVccIC供电端。
也是低边栅驱动电压,要0.1uF电容旁路到GND。
也可用一独立偏置电压供IC的信号部分。
13PINNC高压隔离端。
此端内部不接电路,隔离开高压及低压部分。
14PINOUT半桥的高边驱动输出的地端,高边栅驱动电流的回流端子,PCB布局时小心,防止因接线太长出现尖刺电压。
15PINHVG高边浮动的栅驱动输出端,可源出0.8A,漏入0.3A。
驱动半桥电路高边的MOSFET,用一电阻在内部接到14PIN,以确保在UVLO时此端不处于浮动状态。
16PINVBOOT高边栅驱动的浮动电源电压。
升压电容接于此端到14PIN之间,由内部同步升压二极管给其电平移动,并送来驱动信号。
此专利的结构取代了通常外部加上的高压二极管。
L6599的应用注意
L6599是一个先进的双端输出专用于谐振半桥拓朴的控制器,在此变换器中,半桥的高边,低边两开关交替地导通和关断(相位差180°
),也即工作在各50%占空比,虽然实际占空比即导通时间与开关周期之比略小于50%,其内部有一固定的死区时间TD,将其插在一个MOSFET的关断与另一MOSFET的导通之间。
在此死区时间内,两只MOSFET都关断。
在CF定在几百pf或几nf区间后,RFmin和RFmax的值将按所选振荡器频率来决定,从最低频到最高频,在此频率范围内要能稳压。
不同的选择准则是在猝发模式工作时对RFmaz将有不同的值。
在图4中,给出振荡波形与栅驱动信号之间的关系。
在半轿的开关结点处示出。
注意,低边驱动开启时,振荡器三角波上斜,而高边驱动开启时或IC在猝发模式下开关时,低边MOSFET先导通给升压电容充电,结果,升压电容总是在充电后才令高边MOSFET工作。
工作在空载或非常轻的负载下。
图4振荡器波形与栅驱动信号的关系
当谐振半桥在轻载或空载时,它的开关频率将达到最大值,为保持输出电压在此条件下仍受控,并防止丢失软开关,必须让有效的剩余电流流过变压器的励磁电感,当然,此电流产生一些附加损耗,这防碍实现变换器在轻载下的低损耗。
为克服此问题,L6599的设计使变换器间歇工作(猝发式工作),用插入几个开关周期中给出空闲的输出,令两功率MOSFET关断,这样平均开关频率就减下来了。
结果,实际磁化电流的平均值及相关损耗也减下来了,使变换器成为节省能源的推荐品。
器件用5PIN可使其工作在猝发模式下,如果加到此端的电压降到1.25V以下,IC将进入空闲状态,此时两个栅驱动输出都为低电平,振荡器停止工作,软起动电容Css保持在充电状态,仅有RFmin端的2V基准留住以使IC有最低的消耗。
Vcc电容也放了电,IC将在此端电压超过1.25V的50mV以上时恢复工作。
执行猝发模式工作,加到STBY端的电压需要与反馈环路相关,图5示出最简单的关系适于窄输入电压范围工作。
图5窄输入电压时的猝发工作模式图6宽输入电压时的猝发工作模式
实际上,RFmax由开关频率fmax定出,超出后L6599进入猝发模式工作,一旦fmax固定,RFmax即可求出:
注意:
除非fmax在前面考虑,此处fmax是结合某些负载POUTB,在最小值时的状态,POUTB由变压器峰值磁化电流足够低,不能产生音频噪声为决定。
谐振变换器的开关频率,还取决于输入电压。
因此对图5有较大输入电压范围的电路,POUTB的值将变化,要予以考虑。
在此情况,推荐如图6的安排。
变换器的输入电压到STBY端,由于开关频率与输入电压的非线性关系,要更实际地找出校正RA/(RA+RB)的合适数值,这需要少量改变POUTB的值,小心地选择RA+RB总值必须大于Rc,以减小对LINE端电压的影响。
无论如何,用此电路时,它的工作可如下描述。
由于负载降到POUTB值以下,频率会试图超过调整值fmax,STBY端上的电压也将低于1.25V,IC然后停止两功率开关的驱动,于是半桥的两功率MOSFET处在关断状态,VSTBY电压会随反馈结果而增加,能量传输停止。
在其电压升到1.30V时,IC重新开始开关。
此后,VSTBY将再变低,重复能量猝发,使IC停止工作。
以这种方法变换器即工作在猝发模式,且接近一个恒定低频,随负载的进一步减小,会使频率再减小,甚至达几百赫的水平,图7示出时序图,表示出其工作种类,示出最有用的信号,用一支小电容从STBY接到GND,仅靠IC放置,减小开关噪声,实现清洁式工作。
图7L6599在不同工作模式下的时序图
为帮助设计师满足节能要求,在PFC的功率因数校正部分,因为PFC预调整器领先于DC/DC变换器工作,器件允许PFC预调整器在猝发模式工作时被关断,从而消除PFC部分的功耗约0.5~1W,也因低频时EMI的调节要参照正常负载,所以变换器在空载及轻载时没有限制观察。
为做到这一点,器件提供9PIN作(PFC_STOP)开集电极输出,通常为开路,在IC工作于猝发模式的空闲周期时,令其为低,此信号用于关断PFC控制器如图8所示。
L6559的UVLO端保持开路,以使PFC首先启动。
图8L6599关断PFC控制IC的电路
软起动
通常讲,软起的目的是为起动时逐渐增加变换器的功率能力,为防止过冲电流,在谐振变换器中,给出的功率取决于频率高低,所以软起动是采用让开关频率从高到达控制环路的限定值来做的,所以L6559变换器的软起动简单地加个RC串联电路从4PIN接到GND。
图9L6599的软起动内外电路
开始时,电容Css完全放电,所以串联电阻Rss与RFmin有效地并联,结果初始频率取决于Rss和RFmin,由于光耦的光电三极管此时关断,(要等到输出电压建起反馈后)。
Css电容逐渐充电直到电压达到2V基准电压。
随之,通过Rss的电流降到0,典型为5倍的常数Rss*Css值。
此前,输出电压将紧靠稳定值,直到反馈环工作,光耦的光电三极管将决定此时负载下的工作频率。
在此频率摆动期间,工作频率将随Css电容的充电而衰减,开始时充电速率较快,随后充电速率逐渐慢下来。
这种频率非线性的变化,取决于槽路,它使变换器的功率能力随频率变化,但输出功率迅速地随其变化。
结果,随着频率线性涌动,平均输入电流是锯齿状增加,没有峰值出现,输出电压几乎没有过冲地达到稳定值。
典型Rss和CSS的选择基于下面的关系式:
此处,fstart推荐至少4倍于fmin,对Css合适的准则是相当经验的成分,以及在有效的软起动和有效的OCP之间的折衷,参照图10的时序曲线。
电流检测OCP和OLP
谐振半桥基本上是电压型控制,因此电流检测输入仅作OCP保护用。
不象PWM控制的变换器,能量流是由初级开关的占空比控制的,在谐振半桥中,占空比是固定的,能量流是由开关频率控制的,这也冲击着限流方法的实现。
此时,PWM控制的变换能量流可以用终止开关导通来限制,在检测出电流超出现有阈值即可限制。
而在谐振半桥中,开关频率即振荡器频率必须增加才能迅速关闭开关,这至少要在下一个振荡周期才能看到频率的变化,这就是说必须有效地增加频率才能改变能量有效流动,频率改变速率必须比频率自身要慢。
这样,运行中意味着逐个周期式限流行不通,因此,初级电流的信息送到电流检测输入的信号必须是平均值的。
当然,平均的时间不能太长,以防止初级电流达到或超过最大值。
图11和图12用一对电流检测表示出此特点。
电路图11是一个简单仅用一个检测电阻Rs即可以,但损伤了效率。
图12可更有效,但是在效率指标要求很高时才推荐使用。
图11用电流检测电阻的检测电路图12用并联电容检测过流的检测电路
器件提供电流检测电流输入端(6PINISEN)并给出过流管理系统,ISEN端内部接到第一比较器的输入,比较参考电平为0.8V,第二比较器参考电平为1.5V,如果加到此端的外部电压超过0.8V,则第一比较器触发,使内部开关开启,并放掉Css电容的电荷,这会迅速增加振荡器的频率,从而限制了能量的传输,放电直到ISEN端电压降下50mV,这样此平均时间为10/fmin的范围,保证了有效频率的上升,在输出短路时,这个工作的结果接近恒定峰值的初级电流。
通常,ISEN端的电压可过冲到0.8V,当然如果ISEN端电压达到1.5V时,第二比较器将被触发,L6599将关断,并锁住两个输出驱动及令PFC_STOP端变低电平,因此关断了整个系统,IC的电源电压必须拉到UVLO以下,等到再次升到起动电平以上时,才能再起动,如果软起动电容Css太大就可能出现,所以它的放电不能足够快,或在变压器磁化电感饱合时或在二次侧整流短路时才出现。
在图11的电路中,检测电阻Rs串在低边MOSFET的源极到GND。
注意实际连接的谐振电容处,用此方法,Rs上的电压就与高边MOSFET中流过的电流相关了,在多数开关周期中都是正的。
除非谐振电流在低边MOSFET反转的时段,但此时低边MOSFET已关断,假设RC滤波时间常数至少10倍于最小的开关频率fmin时段,则Rs的近似值可用下式表示:
此处,Icrpkx是最大的流过谐振电容和变压器初级绕组的峰值电流,相应也是最低输入电压及最大负载下的电流。
图12的电路可以工作在两个不同的方法,如果电阻RA与CA相串联,且数值较小,则电路工作象一个电容性电流分压器,CA典型选在RR/100或少一些,要用低损耗型,检测电阻RB用下式计算:
CB将按RB*CB为10/fmin来选择。
如果电阻RA与CA相串时不是很小,电路的工作象一个跨过谐振电容Cr的纹波电压分压器,在运行中与通过Cr作用的电流相关,再有CA也将典型无择等于CR/100或更少一些,这个时段不必是低损耗型的,这时的RB为:
此处,CA(XCA)和CR(XCr)在这个频率条件下计算,即IcrpK=IcrpKxCB将成为RB*CB,其范围为10/fmin。
无论如何,电路进入实用,Rs或RB的计算值都要考虑第一个剪切值,在经验的基础上加以调整。
在过载或输出短路时,OCP在限制初级以次级能量流上是有效的,但通过二次绕组及整流元件的输出电流在此条件下可能比较高。
如果连续出现此现象的话,会危机变换器的安全。
为防止其在任何此条件下产生的危险,通常强制变换器间歇式工作。
为了带来平均输出电流值给变压器及整流元件的热应力,这可较容易地掌握。
用L6599的设计师,可调节外部最大时间TSH,即变换器允许过载运行或在短路下运行的时间,过载或短路时间必须小于TSH,这段时间内不会有任何动作,因此提供给系统具有免除短期征兆期的功能。
如果TSH超出过载保护(OLP)的过程被激活,将关闭器件。
在连续过载/短路的情况下,将用一个用户定义占空比的方法连续中断工作。
图10软起动和过流时的波形和时序图
这个功能与2PIN(DELAY)有关,借助电容Cdelay,及并联电阻Rdelay接到GND,由于ISEN端电压超过0.8V,第一级OCP比较器动作,Css放电,接通内部电流发生器。
它源出150uA电流(从DELAY端)并给Cdelay充电,在过载/短路期间,OCP比较器及内部电流源迅速地激活,且Cdelay将用平均电流充电。
它取决于电流检测滤波器电路的时间常数。
Css上的谐振电路的特性。
由于Rdelay的放电可忽略不计,考虑时间常数将典型地很长。
这个工作将到来,而且直到Cdelay上的电压达到2V,它定义了时间TSH,TSH到Cdelay没有简单的关系,这样它实际上由Cdelay根据经验决定。
作为运行指示,在Cdelay=1uf时,TSH将是100ms。
一旦Cdelay充电到2V,内部开关将Css放电,强制连续为低电平,不去管OCP比较器的输出,150uA电流源连续导通,直到Cdelay上的电压达到3.5V,此时段为TMP。
对TMP以ms表示,Cdelay以uf表示,在此期间L6599运行在接近fstart的频率上,以便减小谐振电路内部的能量,随着Cdelay上电压达到3.5V,器件停止开关,PFC_STOP端拉到低电平,还有内部发生器也关断,所以Cdelay慢慢地由Rdelay放电,IC在Cdelay电压低于0.3V时再次重新起动,Tstop为:
图10给出工作的时序图。
注意,如果在Tstop期间,L6599Vcc上的电压降到UVLO阈值以下,IC会保持记忆,而在Vcc超过起动阈值后,不再立即重新起动。
如果V(delay)仍高于0.3V,还有PFC_STOP端停在低电平的时间会如V(delay)一样长地大于0.3V。
注意,在过载时间小于TSH的情况下,TSH的值在下一次过载时会变得较低。
锁死关断
器件配备一个比较器,其有一同相端引出,接于8PIN(DIS),内部的反相输入端接于1.85V的基准,随着此端电压超过内部阈值,IC会立即关断,其功率消耗减到一个低值,锁死信息必须让Vcc端电压降到UVLO阈值以下,这样才能复位锁住,并重新起动IC。
这个功能用于执行过热保护,从外部基准电压用一分压器接在此端作偏置,上部电阻为NTC,令其靠近发热元件,如MOSFET,或者二次侧的二极管或变压器。
OVP也可以用它来执行,用检测输出电压或经光耦传输一个过压条件即可。
线路检测功能
此功能基于停止IC。
随着输入电压到变换器时降到低于规定范围,让它在电压返回时重新起动,检测电压可是整流滤波的主电压。
在此情况,即作为布朗输出保护。
也可以用PFC预调节器的输出电压保护,此功能服从于POWER-ON及POWER-OFF功能。
L6599在输入欠压时关断。
此是用内部比较器完成,如图13所示,其同相输入端为7PIN(LINE),比较器反相端内部接于1.25V。
如果LINE端电压低于内部基准,在此条件下,软起动即被禁止,PFC_STOP端开路,IC功率消耗减下来,PWM工作重新使能状态要在此端电压高于1.25V。
比较器用一个电流滞插入形成比较器的电压窗口。
在LINE端上电压低于基准时,内部1uA电流漏被激活打开,若电压高于基准,即关断。
这种方式提供一个附加的自由度,使设置ON阈值及OFF阈值成为可能,选择合适的外部电阻分压网络即可以实现。
图13线路电压检测功能电路及工作波形
参考图13,下面的关系式可以估出ON(Vinon)及OFF(Vinoff)的输入电压值。
求解RH和RL给出:
当线路欠压时被激活,无PWM。
Vcc电压连续在起动及UVLO阈值之间振荡,见图13。
加入附加的安全测量,如果此端电压超过7V,则器件关断。
如果电源电压总在UVLO阈值以上,IC将重新起动,使其电压降到7V以下。
LINE端,当器件工作时,它是一个高阻抗输入端,接到高值电阻处。
这样它倾向于抬举一个噪声,它可能改变关断阈值或给出一个不希望有的在ESD测试中出现IC关断的现象,用一支小滤波电容加到此端作旁路,用来防止任何这一类的不正常工作。
如果此端功能不用可以将其接到一个电压高于1.25V,但低于6V的地方。
高边驱动升压电路部分
浮动高边驱动升压电路部分用一个电容升压电路来完成,这个方案通常需要一支高压快恢复二极管,去给升压电容CBOOT充电,在L6599中,新的专利技术是用IC内一只高压DMOS取代外部高压二极管,它工作在第三象限,由低边驱动器(LVG)同步驱动,用一支低压二极管与其源极连接。
如图14所示。
图14L6599的内部升压电路
二极管用于防止任何从VBOOT端返回Vcc的电流,在内部电容没有完全放电之前,可迅速将其关断。
为驱动同步DMOS,它需要一个高于电源电压Vcc的电压,此电压由内部充电泵来完成(图14)。
升压驱动结构在给CBOOT重新充电时插入了电压降,它随工作频率的增加而增加,还随外部功率MOSFET的栅驱动功率增加,相当于MOSFET的RDS(ON)的压降和串联二极管正向压降之和。
在低频工作时,此压降很小,可以忽略不计,但随工作频率的升高,必须计及此压降。
实际上,此压降减少了驱动高边MOSFET信号的电压幅度,此驱动电压幅度的减少会使高边MOSFET的RDS(ON)增大,从而损耗加大。
这个概念应用于变换器的设计,在高的谐振频率时(>
150KHz),特别是高频满载时。
另一方面,在高频轻载时,电流流过半桥低边MOSFET的通道时,RDS(ON)的增大可以不顾及。
当然,检查这一点用任何方法都是合理的,下面的公式用于计算升压驱动器的压降。
此处,Qg是外部功率MOSFET的栅电荷,rDS(ON)是升压DMOS的导通电阻,典型值(150),Tchrge是升压驱动的导通时间。
它等于1/2的开关周期,减去死区时间TD。
例如,用的MOSFET的栅电荷为30nc,升压驱动器在开关频率200KHz时压降为3V。
如果升压驱动器的有效压降可忽略,采用外部超快二极管,也可省去内部DMOS的压降。
L6599的应用介绍
1.L6599与L6563联合设计的高档AC/DC适配器。
采用L6563和L6599设计的90W适配器电源,为典型高端NootBook应用,其空载待机损耗<
0.4W,转换效率极高。
为实现此方案,前端PFC预调整器采用L6563,后级采用谐振半桥变换器控制器L6599,L6599的待机功能系采用在轻载时加入猝发功能,并关断PFC级得到的,从而能满足最新的AC/DC适配器的要求。
此电路还提供了很好的满载转换效率。
下面是此适配器电源的主要特性。
●全电压输入范围90~264Vac,45~65Hz。
●输出电压电流为19V,4.7A,连续工作。
●主要谐波满足EN6100-3-2规范。
●待机功耗小于0.4W(265Vac)。
●效率>
90%。
●EMI满足EN55022-B级规范。
●安规符合,NE60950规范。
此电路由两级组成,前端PFC由L6563控制,后级由新型LLC谐振控制IC-L659
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