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PWM控制原理资料
PWM控制技术
主要内容:
PWM控制的基本原理、控制方式与PWM波形的生成方法,PWM逆变电路的谐波分析,PWM整流电路。
重点:
PWM控制的基本原理、控制方式与PWM波形的生成方法。
难点:
PWM波形的生成方法,PWM逆变电路的谐波分析。
基本要求:
掌握PWM控制的基本原理、控制方式与PWM波形的生成方法,了解PWM逆变电路的谐波分析,了解跟踪型PWM逆变电路,了解PWM整流电路。
PWM(PulseWidthModulation)控制——脉冲宽度调制技术,通过对一系列脉冲的宽度进行调制,来等效地获得所需要波形(含形状和幅值)。
第3、4章已涉及这方面内容:
第3章:
直流斩波电路采用,第4章有两处:
4.1节斩控式交流调压电路,4.4节矩阵式变频电路。
本章内容
PWM控制技术在逆变电路中应用最广,应用的逆变电路绝大部分是PWM型,PWM控制技术正是有赖于在逆变电路中的应用,才确定了它在电力电子技术中的重要地位。
本章主要以逆变电路为控制对象来介绍PWM控制技术,也介绍PWM整流电路
1PWM控制的基本原理
理论基础:
冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同。
冲量指窄脉冲的面积。
效果基本相同,是指环节的输出响应波形基本相同。
低频段非常接近,仅在高频段略有差异。
图6-1形状不同而冲量相同的各种窄脉冲
面积等效原理:
分别将如图6-1所示的电压窄脉冲加在一阶惯性环节(R-L电路)上,如图6-2a所示。
其输出电流i(t)对不同窄脉冲时的响应波形如图6-2b所示。
从波形可以看出,在i(t)的上升段,i(t)的形状也略有不同,但其下降段则几乎完全相同。
脉冲越窄,各i(t)响应波形的差异也越小。
如果周期性地施加上述脉冲,则响应i(t)也是周期性的。
用傅里叶级数分解后将可看出,各i(t)在低频段的特性将非常接近,仅在高频段有所不同。
图6-2冲量相同的各种窄脉冲的响应波形
用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波,正弦半波N等分,看成N个相连的脉冲序列,宽度相等,但幅值不等;用矩形脉冲代替,等幅,不等宽,中点重合,面积(冲量)相等,宽度按正弦规律变化。
SPWM波形——脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形。
图6-3用PWM波代替正弦半波
要改变等效输出正弦波幅值,按同一比例改变各脉冲宽度即可。
等幅PWM波和不等幅PWM波:
由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波,如直流斩波电路及本章主要介绍的PWM逆变电路,6.4节的PWM整流电路。
输入电源是交流,得到不等幅PWM波,如4.1节讲述的斩控式交流调压电路,4.4节的矩阵式变频电路。
基于面积等效原理,本质是相同的。
PWM电流波:
电流型逆变电路进行PWM控制,得到的就是PWM电流波。
PWM波形可等效的各种波形:
直流斩波电路:
等效直流波形
SPWM波:
等效正弦波形,还可以等效成其他所需波形,如等效所需非正弦交流波形等,其基本原理和SPWM控制相同,也基于等效面积原理。
2PWM逆变电路及其控制方法
目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术。
逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合。
本节内容构成了本章的主体
PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种,目前实用的几乎都是电压型。
(1)计算法和调制法
1、计算法
根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数,准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔,据此控制逆变电路开关器件的通断,就可得到所需PWM波形。
缺点:
繁琐,当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时,结果都要变化
2、调制法
输出波形作调制信号,进行调制得到期望的PWM波;通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波;等腰三角波应用最多,其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称;与任一平缓变化的调制信号波相交,在交点控制器件通断,就得宽度正比于信号波幅值的脉冲,符合PWM的要求。
调制信号波为正弦波时,得到的就是SPWM波;调制信号不是正弦波,而是其他所需波形时,也能得到等效的PWM波。
结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明:
设负载为阻感负载,工作时V1和V2通断互补,V3和V4通断也互补。
控制规律:
uo正半周,V1通,V2断,V3和V4交替通断,负载电流比电压滞后,在电压正半周,电流有一段为正,一段为负,负载电流为正区间,V1和V4导通时,uo等于Ud,V4关断时,负载电流通过V1和VD3续流,uo=0,负载电流为负区间,io为负,实际上从VD1和VD4流过,仍有uo=Ud,V4断,V3通后,io从V3和VD1续流,uo=0,uo总可得到Ud和零两种电平。
uo负半周,让V2保持通,V1保持断,V3和V4交替通断,uo可得-Ud和零两种电平。
图6-4单相桥式PWM逆变电路
单极性PWM控制方式(单相桥逆变):
在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。
ur正半周,V1保持通,V2保持断,当ur>uc时使V4通,V3断,uo=Ud,当ur ur负半周,V1保持断,V2保持通,当ur 波形见图6-5。 图6-5单极性PWM控制方式波形 双极性PWM控制方式(单相桥逆变): 在ur半个周期内,三角波载波有正有负,所得PWM波也有正有负。 在ur一周期内, 输出PWM波只有±Ud两种电平,仍在调制信号ur和载波信号uc的交点控制器件通断。 ur正负半周,对各开关器件的控制规律相同,当ur>uc时,给V1和V4导通信号,给V2和V3关断信号,如io>0,V1和V4通,如io<0,VD1和VD4通,uo=Ud,当ur 波形见图6-6。 单相桥式电路既可采取单极性调制,也可采用双极性调制。 图6-6双极性PWM控制方式波形 双极性PWM控制方式(三相桥逆变): 见图6-7。 三相PWM控制公用uc,三相的调制信号urU、urV和urW依次相差120°。 U相的控制规律: 当urU>uc时,给V1导通信号,给V4关断信号,uUN´=Ud/2,当urU uUN´、图6-7三相桥式PWM型逆变电路 uVN´和uWN´的PWM波形只有±Ud/2两种电平,uUV波形可由uUN´-uVN´得出,当1和6通时,uUV=Ud,当3和4通时,uUV=-Ud,当1和3或4和6通时,uUV=0。 波形见图6-8。 输出线电压PWM波由±Ud和0三种电平构成,负载相电压PWM波由(±2/3)Ud、(±1/3)Ud和0共5种电平组成。 图6-8三相桥式PWM逆变电路波形 防直通死区时间: 同一相上下两臂的驱动信号互补,为防止上下臂直通造成短路,留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。 死区时间的长短主要由器件关断时间决定。 死区时间会给输出PWM波带来影响,使其稍稍偏离正弦波。 特定谐波消去法(SelectedHarmonicEliminationPWM—SHEPWM): 计算法中一种较有代表性的方法,图6-9。 输出电压半周期内,器件通、断各3次(不包括0和π),共6个开关时刻可控。 为减少谐波并简化控制,要尽量使波形对称。 首先,为消除偶次谐波,使波形正负两半周期镜对称,即: (6-1) 图6-9特定谐波消去法的输出PWM波形 其次,为消除谐波中余弦项,使波形在半周期内前后1/4周期以π/2为轴线对称。 (6-2) 四分之一周期对称波形,用傅里叶级数表示为: (6-3) 式中,an为 图6-9,能独立控制a1、a2和a3共3个时刻。 该波形的an为 (6-4) 式中n=1,3,5,… 确定a1的值,再令两个不同的an=0,就可建三个方程,求得a1、a2和a3。 消去两种特定频率的谐波: 在三相对称电路的线电压中,相电压所含的3次谐波相互抵消,可考虑消去5次和7次谐波,得如下联立方程: (6-5) 给定a1,解方程可得a1、a2和a3。 a1变,a1、a2和a3也相应改变。 一般,在输出电压半周期内器件通、断各k次,考虑PWM波四分之一周期对称,k个开关时刻可控,除用一个控制基波幅值,可消去k-1个频率的特定谐波,k越大,开关时刻的计算越复杂。 除计算法和调制法外,还有跟踪控制方法,在6.3节介绍 (2)异步调制和同步调制 载波比——载波频率fc与调制信号频率fr之比,N=fc/fr。 根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况,PWM调制方式分为异步调制和同步调制: 1、异步调制 异步调制——载波信号和调制信号不同步的调制方式。 通常保持fc固定不变,当fr变化时,载波比N是变化的。 在信号波的半周期内,PWM波的脉冲个数不固定,相位也不固定,正负半周期的脉冲不对称,半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称。 当fr较低时,N较大,一周期内脉冲数较多,脉冲不对称的不利影响都较小,当fr增高时,N减小,一周期内的脉冲数减少,PWM脉冲不对称的影响就变大。 因此,在采用异步调制方式时,希望采用较高的载波频率,以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比。 2、同步调制 同步调制——N等于常数,并在变频时使载波和信号波保持同步。 基本同步调制方式,fr变化时N不变,信号波一周期内输出脉冲数固定。 三相,公用一个三角波载波,且取N为3的整数倍,使三相输出对称。 为使一相的PWM波正负半周镜对称,N应取奇数。 当N=9时的同步调制三相PWM波形如图6-10所示。 fr很低时,fc也很低,由调制带来的谐波不易滤除,fr很高时,fc会过高,使开关器件难以承受。 为了克服上述缺点,可以采用分段同步调制的方法。 3、分段同步调制 把fr范围划分成若干个频段,每个频段内保持N恒定,不同频段N不同。 在fr高的频段采用较低的N,使载波频率不致过高,在fr低的频段采用较高的N,使载波频率不致过低。 图6-11,分段同步调制一例。 为防止fc在切换点附近来回跳动,采用滞后切换的方法。 同步调制比异步调制复杂,但用微机控制时容易实现。 可在低频输出时采用异步调制方式,高频输出时切换到同步调制方式,这样把两者的优点结合起来,和分段同步方式效果接近。 图6-10同步调制三相PWM波形 图6-11分段同步调制方式举例 (3)规则采样法 按SPWM基本原理,自然采样法中要求解复杂的超越方程,难以在实时控制中在线计算,工程应用不多。 规则采样法特点: 工程实用方法,效果接近自然采样法,计算量小得多。 规则采样法原理: 图6-12,三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc。 自然采样法中,脉冲中点不和三角波一周期中点(即负峰点)重合。 规则采样法使两者重合,每个脉冲中点为相应三角波中点,计算大为简化。 三角波负峰时刻tD对信号波采样得D点,过D作水平线和三角波交于A、B点,在A点时刻tA和B点时刻tB控制器件的通断,脉冲宽度δ和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。 图6-12规则采样法 规则采样法计算公式推导: 正弦调制信号波公式中,a称为调制度,0≤a<1;ωr为信号波角频率。 从图6-12因此可得: (6-6) 三角波一周期内,脉冲两边间隙宽度 (6-7) 三相桥逆变电路的情况: 通常三相的三角波载波公用,三相调制波相位依次差120º,同一三角波周期内三相的脉宽分别为δU、δV和δW,脉冲两边的间隙宽度分别为δ´u、δ´v和δ´w,同一时刻三相正弦调制波电压之和为零,由式(6-6)得 (6-8) 由式(6-7)得: (6-9) 故由式(6-8)可得: (6-10) 故由式(6-9)可得: (6-11) 利用以上两式可简化三相SPWM波的计算 (4)PWM逆变电路的谐波分析 使用载波对正弦信号波调制,产生了和载波有关的谐波分量。 谐波频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能的重要指标之一。 分析双极性SPWM波形: 同步调制可看成异步调制的特殊情况,只分析异步调制方式。 分析方法: 不同信号波周期的PWM波不同,无法直接以信号波周期为基准分析,以载波周期为基础,再利用贝塞尔函数推导出PWM波的傅里叶级数表达式,分析过程相当复杂,结论却简单而直观。 1、单相的分析结果: 不同调制度a时的单相桥式PWM逆变电路在双极性调制方式下输出电压的频谱图如图6-13所示。 其中所包含的谐波角频率为 式中,n=1,3,5,…时,k=0,2,4,…;n=2,4,6,…时,k=1,3,5,…。 可以看出,PWM波中不含低次谐波,只含有角频率为ωc,及其附近的谐波,以及2ωc、3ωc等及其附近的谐波。 在上述谐波中,幅值最高影响最大的是角频率为ωc的谐波分量。 图6-13单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图 2、三相的分析结果: 三相桥式PWM逆变电路采用公用载波信号时不同调制度a时的三相桥式PWM逆变电路输出线电压的频谱图如图6-14所示。 在输出线电压中,所包含的谐波角频率为 式中,n=1,3,5,…时,k=3(2m-1)±1,m=1,2,…; 6m+1,m=0,1,…; n=2,4,6,…时,k=6m-1,m=1,2,…。 和单相比较,共同点是都不含低次谐波,一个较显著的区别是载波角频率ωc整数倍的谐波被消去了,谐波中幅值较高的是ωc±2ωr和2ωc±ωr。 图6-14三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图 SPWM波中谐波主要是角频率为ωc、2ωc及其附近的谐波,很容易滤除。 当调制信号波不是正弦波时,谐波由两部分组成: 一部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果,另一部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波。 后者的谐波分布情况和SPWM波的谐波分析一致。 (5)提高直流电压利用率和减少开关次数 直流电压利用率——逆变电路输出交流电压基波最大幅值U1m和直流电压Ud之比。 提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力;减少器件的开关次数可以降低开关损耗;正弦波调制的三相PWM逆变电路,调制度a为1时,输出相电压的基波幅值为Ud/2,输出线电压的基波幅值为 ,即直流电压利用率仅为0.866。 这个值是比较低的,其原因是正弦调制信号的幅值不能超过三角波幅值,实际电路工作时,考虑到功率器件的开通和关断都需要时间,如不采取其他措施,调制度不可能达到1。 采用这种调制方法实际能得到的直流电压利用率比0.866还要低。 1、梯形波调制方法的思路 采用梯形波作为调制信号,可有效提高直流电压利用率。 当梯形波幅值和三角波幅值相等时,梯形波所含的基波分量幅值更大。 梯形波调制方法的原理及波形,见图6-15。 梯形波的形状用三角化率s=Ut/Uto描述,Ut为以横轴为底时梯形波的高,Uto为以横轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成的三角形的高。 s=0时梯形波变为矩形波,s=1时梯形波变为三角波。 梯形波含低次谐波,PWM波含同样的低次谐波,低次谐波(不包括由载波引起的谐波)产生的波形畸变率为δ。 图6-16,δ和U1m/Ud随s变化的情况。 图6-17,s变化时各次谐波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比。 s=0.4时,谐波含量也较少,δ约为3.6%,直流电压利用率为1.03,综合效果较好。 图6-15梯形波为调制信号的PWM控制 梯形波调制的缺点: 输出波形中含5次、7次等低次谐波。 实际使用时,可以考虑当输出电压较低时用正弦波作为调制信号,使输出电压不含低次谐波;当正弦波调制不能满足输出电压的要求时,改用梯形波调制,以提高直流电压利用率。 图6-16s变化时的d和直流电压利用率图6-17s变化时的各次谐波含量 2、线电压控制方式(叠加3次谐波) 对两个线电压进行控制,适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能。 目标——使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率,并尽量减少器件开关次数。 直接控制手段仍是对相电压进行控制,但控制目标却是线电压。 相对线电压控制方式,控制目标为相电压时称为相电压控制方式。 在相电压调制信号中叠加3次谐波,使之成为鞍形波,输出相电压中也含3次谐波,且三相的三次谐波相位相同。 合成线电压时,3次谐波相互抵消,线电压为正弦波。 如图6-18所示。 鞍形波的基波分量幅值大。 除叠加3次谐波外,还可叠加其他3倍频的信号,也可叠加直流分量,都不会影响线电压。 图6-18叠加3次谐波的调制信号 3、线电压控制方式(叠加3倍次谐波和直流分量): 叠加up,既包含3倍次谐波,也包含直流分量,up大小随正弦信号的大小而变化。 设三角波载波幅值为1,三相调制信号的正弦分别为urU1、urV1和urW1,并令: (6-12) 则三相的调制信号分别为 (6-13) 图6-19线电压控制方式举例 不论urU1、urV1和urW1幅值的大小,urU、urV、urW总有1/3周期的值和三角波负峰值相等。 在这1/3周期中,不对调制信号值为-1的相进行控制,只对其他两相进行控制,因此,这种控制方式也称为两相控制方式。 优点: (1)在1/3周期内器件不动作,开关损耗减少1/3 (2)最大输出线电压基波幅值为Ud,直流电压利用率提高 (3)输出线电压不含低次谐波,优于梯形波调制方式 (6)PWM逆变电路的多重化 和一般逆变电路一样,大容量PWM逆变电路也可采用多重化技术。 采用SPWM技术理论上可以不产生低次谐波,因此,在构成PWM多重化逆变电路时,一般不再以减少低次谐波为目的,而是为了提高等效开关频率,减少开关损耗,减少和载波有关的谐波分量。 PWM逆变电路多重化联结方式有变压器方式和电抗器方式,利用电抗器联接实现二重PWM逆变电路的例子如图6-20所示。 电路的输出从电抗器中心抽头处引出,图中两个逆变电路单元的载波信号相互错开180°,所得到的输出电压波形如图6-21所示。 图中,输出端相对于直流电源中点 的电压 ,已变为单极性PWM波了。 输出线电压共有0、±(1/2)Ud、±Ud五个电平,比非多重化时谐波有所减少。 一般多重化逆变电路中电抗器所加电压频率为输出频率,因而需要的电抗器较大。 而在多重PWM型逆变电路中,电抗器上所加电压的频率为载波频率,比输出频率高得多,因此只要很小的电抗器就可以了。 二重化后,输出电压中所含谐波的角频率仍可表示为 ,但其中当n奇数时的谐波已全部被除去,谐波的最低频率在 附近,相当于电路的等效载波频率提高了一倍。 图6-20二重PWM型逆变电路 图6-21二重PWM型逆变电路输出波形 电抗器上所加电压频率为载波频率,比输出频率高得多,很小。 输出电压所含谐波角频率仍可表示为nwc+kwr,但其中n为奇数时的谐波已全被除去,谐波最低频率在2wc附近,相当于电路的等效载波频率提高一倍。 3PWM跟踪控制技术 PWM波形生成的第三种方法——跟踪控制方法。 把希望输出的波形作为指令信号,把实际波形作为反馈信号,通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路各器件的通断,使实际的输出跟踪指令信号变化,常用的有滞环比较方式和三角波比较方式。 (1)滞环比较方式 1、电流跟踪控制 基本原理: 把指令电流i*和实际输出电流i的偏差i*-i作为滞环比较器的输入,比较器输出控制器件V1和V2的通断。 V1(或VD1)通时,i增大,V2(或VD2)通时,i减小。 通过环宽为2DI的滞环比较器的控制,i就在i*+DI和i*-DI的范围内,呈锯齿状地跟踪指令电流i*。 滞环环宽对跟踪性能的影响: 环宽过宽时,开关频率低,跟踪误差大;环宽过窄时,跟踪误差小,但开关频率过高。 电抗器L的作用: L大时,i的变化率小,跟踪慢。 L小时,i的变化率大,开关频率过高。 图6-22滞环比较方式电流跟踪控制举例 图6-23滞环比较方式的指令电流和输出电流 三相的情况: 图6-24三相电流跟踪型PWM逆变电路 图6-25三相电流跟踪型PWM逆变电路输出波形 采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM变流电路有如下特点 (1)硬件电路简单 (2)实时控制,电流响应快 (3)不用载波,输出电压波形中不含特定频率的谐波 (4)和计算法及调制法相比,相同开关频率时输出电流中高次谐波含量多 (5)闭环控制,是各种跟踪型PWM变流电路的共同特点 2、电压跟踪控制 采用滞环比较方式实现电压跟踪控制。 如图6-26所示。 把指令电压u*和输出电压u进行比较,滤除偏差信号中的谐波,滤波器的输出送入滞环比较器,由比较器输出控制开关通断,从而实现电压跟踪控制。 和电流跟踪控制电路相比,只是把指令和反馈从电流变为电压。 输出电压PWM波形中含大量高次谐波,必须用适当的滤波器滤除。 图6-26电压跟踪控制电路举例 u*=0时,输出u为频率较高的矩形波,相当于一个自励振荡电路。 u*为直流时,u产生直流偏移,变为正负脉冲宽度不等,正宽负窄或正窄负宽的矩形波。 u*为交流信号时,只要其频率远低于上述自励振荡频率,从u中滤除由器件通断产生的高次谐波后,所得的波形就几乎和u*相同,从而实现电压跟踪控制。 (2)三角波比较方式 基本原理: 不是把指令信号和三角波直接进行比较,而是闭环控制。 把指令电流i*U、i*V和i*W和实际输出电流iU、iV、iW进行比较,求出偏差,放大器A放大后,再和三角波进行比较,产生PWM波形。 放大器A通常具有比例积分特性或比例特性,其系数直接影响电流跟踪特性。 图6-27三角波比较方式电流跟踪型逆变电路 特点: 开关频率固定,等于载波频率,高频滤波器设计方便;为改善输出电压波形,三角波载波常用三相;和滞环比较控制方式相比,这种控制方式输出电流谐波少。 定时比较方式: 不用滞环比较器,而是设置一个固定的时钟。 以固定采样周期对指令信号和被控量采样,按偏差的极性来控制开关器件通断。 在时钟信号到来时刻,如ii*,令V1断,V2通,使i减小。 每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小。 采用定时比较方式时,器件最高开关频率为时钟频率的1/2,和滞环比较方式相比,电 流误差没有一定的环宽,控制的精度低一些。 4PWM整流电路及其控制方法 实用的整流电路几乎都是晶闸管整流或二极管整流。 晶闸管相控整流电路: 输入电流滞后于电压,且谐波分量大,因此功率因数很低。 二极管整流电路: 虽位移因数接近1,但输入电流谐波很大,所以功率因数也很低。 把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路,就形成了PWM整流电路。 可使其输入电流非常接近正弦波,且和输入电压同相位,功率因数近似为1,也称单位功率因数变流器,或高功率因数整流器。 (1)PWM整流电路的工作原理 PWM整流电路也可分为电压型和电流型两大类,目前电压型的较多 1、单相PWM整流电路 图6-28a和b分别为单相半桥和全桥PWM整流电路。 半桥电路直流侧电容必须由两个电容串联,其中点和交流电源连接。 全桥电路直流侧电容只要一个就可以。 交流侧电感Ls包括外接电抗器的电感和交流电源内部电感,是电路正常工作所必须的。 图6-28单相PWM整流电路 a)单相半桥电路b)单相全桥电路 单相全桥PWM整流电路的
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