整理一种用于适合于驱动开关谐振电路的控制设备的振荡器的集成电路Word格式文档下载.docx
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4、根据权利要求1的集成电路,其特征在于第一装置(Q20,Q3-Q7,113-115)包括第一电流镜电路(Q20,Q3,Q4)和第二电流镜电路(Q5,Q6),第一电流镜电路(Q20,Q3,Q4)适于采用所述第一电流信号(Ic+ip(t))对所述电容进行充电,第二电流镜电路(Q5,Q6)适于采用具有基本上等于所述第一电流信号(Ic+ip(t))的值的电流对所述电容放电,第一(114)和第二(115)比较器适于将所述电容的端子上的电压(Vct)与第一(Vv)和第二(Vp)参考电压分别进行比较,所述比较器的输出是置位复位触发器(113)的置位和复位输入,置位复位触发器(113)的输出控制开关(Q7),该开关(Q7)适于响应于置位复位触发器输出处的所述信号激活或者去激活所述第二电流镜电路(Q5,Q6)。
5、根据权利要求1的集成电路,其特征在于所述电容(Ct)在集成电路内部。
6、根据权利要求1的集成电路,其特征在于所述电容(Ct)在集成电路外部。
7、适于驱动开关谐振变换器的控制设备(100)的振荡器(101),所述变换器包括适于驱动谐振负载(Cr,20)的开关电路(Q1-Q2),所述谐振负载包括至少一个变压器(20),该变压器(20)具有至少一个初级绕组(L1)以及至少一个次级绕组(L2),所述控制设备适于驱动所述开关电路,所述变换器适于将输入信号(Vin)变换为输出信号(Vout),所述振荡器包括在权利要求1-4中任一个权利要求所限定的集成电路(103),以及所述电容(Ct)在集成电路外部。
8、用于开关谐振变换器的控制设备(100),所述变换器包括适于驱动谐振负载(Cr,20)的开关电路(Q1-Q2),所述谐振负载包括至少一个变压器(20),该变压器(20)具有至少一个初级绕组(L1)以及至少一个次级绕组(L2),所述控制设备适于驱动所述开关电路,所述变换器适于将输入信号(Vin)变换为输出信号(Vout),所述设备包括权利要求7所限定的振荡器(101),以及适于响应于来自所述振荡器的输出信号(Vct)以驱动所述开关电路(Q1-Q2)的其他装置(102)。
9、用于开关谐振变换器的集成设备(U1),所述变换器包括适于驱动谐振负载(Cr,20)的开关电路(Q1-Q2),所述谐振负载包括至少一个变压器(20),该变压器(20)具有至少一个初级绕组(L1)以及至少一个次级绕组(L2),所述控制设备适于驱动所述开关电路,所述变换器适于将输入信号(Vin)变换为输出信号(Vout),所述设备包括在权利要求1-6中任一个权利要求所限定的集成电路(103),以及适于响应于来自所述集成电路的输出信号(Vct)以驱动所述开关电路(Q1-Q2)的其他装置(102)。
摘要EIF101337
一种用于适合于驱动开关谐振电路的控制设备的振荡器的集成电路
描述了一种用于振荡器(101)的集成电路(103),该振荡器(101)适于驱动开关谐振变换器的控制设备(100),所述变换器包括适于驱动谐振负载(Cr,20)的开关电路(Q1-Q2),所述谐振负载包括至少一个变压器(20),该变压器(20)具有至少一个初级绕组(L1)以及至少一个次级绕组(L2),所述控制设备适于驱动所述开关电路,所述变换器适于将输入信号(Vin)变换为输出信号(Vout),所述集成电路包括第一装置(Q20,Q3-Q7,113-115),该第一装置(Q20,Q3-Q7,113-115)适于通过第一电流信号(Ic+ip(t))对电容(Ct)充电和放电,以使得所述电容端子上的电压(Vct)在第一(Vv)和第二(Vp)参考电压之间,其中所述第二参考电压高于所述第一参考电压,所述电流信号(Ic+ip(t))包括第二电流信号(Ic),第二电流信号(Ic)表示控制变换器输出信号(Vout)的反馈环,该集成电路包括第二装置(110),该第二装置(110)适于对代表了在初级绕组(L1)中传递的电流(Ir)的信号(Vs)进行整流,所述第一电流信号(Ic+ip(t))包括第三电流信号(ip(t)),该第三电流信号(ip(t))与该整流后的信号成比例。
(图3)
说明书EIF101337
本发明涉及一种用于振荡器的集成电路,该振荡器适合于驱动开关谐振电路的控制设备。
在现有技术中已知强迫开关变换器(开关变换器),其具有用于控制其的设备。
谐振变换器是强迫开关变换器其中的一个大范围,其特征在于谐振电路的存在扮演着决定输入-输出功率流的一个主动角色。
在这些变换器中,由直流电压供电的包括4
(2)个功率开关(典型的为功率MOSFET)的桥(半桥)产生电压方波,该电压方波施加至调制至所述方波基频的频率的谐振电路。
由此,由于其选择的特性,谐振电路主要响应于基频分量而忽略方波的更高次谐波。
这导致了传递的功率可通过改变其占空比保持恒定为50%的方波的频率来调制。
而且,依赖于谐振电路配置,相关于功率流的电流和/或电压具有正弦或分段正弦的形状。
这些电压被整流以及滤波,从而向负载提供dc功率。
在离线应用中,遵照安全性规定,供电至负载的整流和滤波系统通过变压器耦合至谐振电路,该变压器提供电源与负载之间的隔离,这是由上述提及的规定所要求的。
在所有隔离网络变换器中,同样也在这种情况中,连接至输入电源的初级侧(涉及变压器的初级绕组)以及通过整流和滤波系统向负载提供功率的次级侧(涉及变压器的次级绕组)之间具有区别。
目前,在很多类型的谐振变换器中,被称为LLC谐振变换器的谐振变换器被广泛应用,特别是以半桥拓扑的结构。
源自该谐振变换器的指定LLC采用两个电感(L)和一个电容(C);
图1示出了LLC谐振变换器的一个基本结构。
谐振变换器1包括由驱动电路3驱动的位于输入电压Vin和地GND之间的晶体管Q1和Q3的半桥。
在晶体管Q1和Q2之间的公共端点HB连接至电路块2,该电路块2包括串联的电容Cr,电感Ls以及另一个与具有中间抽头次级的变压器10并联的电感Lp。
变压器的中间抽头次级的两个绕组连接至两个二极管D1和D2的正极,两个二极管D1和D2的负极都连接至并联的电容Cout和电阻Rout;
在并联的Cout和Rout两端的电压就是谐振变换器的输出电压Vout,同时dc输出电流Iout流经Rout。
谐振变换器相比于传统的开关变换器(非谐振变换器,典型的为PWM-脉宽调制-控制)具有显著的优势:
不具有陡峭边缘的波形,由于其“软”开关而带来的功率开关的低开关损耗,高转换效率(可轻易达到95%以上),能够运行在高频,低EMI(电磁干扰)产生,以及,最终,高功率密度(即,能够建立具有在相对小的空间处理很大的功率等级的能力的变换系统)。
在大多数dc-dc变换器中,闭环、负反馈控制系统使得变换器的输出电压在改变运行条件的情况下保持恒定,运行条件,即,其输入电压Vin和/或输出电流Iout。
这是通过将输出电压的一部分与参考电压Vref进行比较来实现的。
由输出电压传感系统(通常为电阻分压器)提供的值与参考值之间的差分或误差信号Er通过误差放大器放大。
其输出Vc调制变换器中的量x,其中在每个开关周期期间该变换器承载的能量基本上依赖于该量x。
由上述讨论的,在谐振电路中这样的一个重要的量是激励谐振电路的方波的开关频率。
在所有的dc-dc变换器的控制系统中,误差放大器的频率响应应当被恰当的设计以确保:
-稳定的控制环(即,在变换器的运行条件扰动的情况下,一旦由该扰动导致的瞬态结束,输出电压倾向于恢复到接近于扰动之前的稳定状态值);
-高的稳压性(即,输出电压在扰动之后恢复到的新的恒定值极为接近扰动之前的值);
-好的动态性能(即,在扰动随后的瞬态期间,输出电压不会相对于期望值具有很大的偏差并且瞬态很短)。
上述提及的控制目标可被表述为控制环的传递函数的一些特征量,例如,带宽、相位裕度、dc增益。
在dc-dc变换器中,这些目标可通过作用于误差放大器的频率响应、调节其增益以及传统的安排其传递函数的极点和零点(频率补偿)来实现。
这通常通过采用包括电阻和连接至电阻的具有合适值的电容的无源网络来实现。
但是,为了确定频率补偿以获得控制环的传递函数的期望特征,必须要已知调节器增益,即控制电压Vc转换到控制量x的系统增益,以及变换器本身相对于量x的频率响应。
调节器增益通常不依赖于频率,并且在控制集成电路中固定。
虽然dc-dc变换器由于开关动作为强非线性系统,但在合适的近似以及某种假定下,其频率响应可由与线性网络相同的方式来描述以及表示,由此,可由以增益、零点和极点为特征的传递函数来描述以及表示。
该传递函数关键的依赖于变换器的拓扑,即,在其运行模式下处理功率的元件的共同配置,以及依赖于有控制环控制的量x,其中该运行模式即在每个开关周期,在磁性部件中存在连续电流传递(连续电流模式,CCM)或者不存在连续电流传递(不连续电流模式,DCM)。
虽然在PWM变换器中,通常采用不同的控制方法-传统的,在谐振变换器中,被用于控制变换器的量为施加至谐振电路的方波的开关频率。
在所有的用于市场上可获得的dc-dc谐振变换器的集成控制电路,其控制直接作用于半桥的谐振频率(直接频率控制,DFC)上。
图2示出了用于该类型的谐振变换器的控制系统。
在次级侧的误差放大器4,在其输入的反相端具有输出电压Vout的一部分,以及在非反相端具有参考电压Vref,其输出通过光耦5传输至初级侧以确保由安全规定要求的初级-次级隔离,并且该输出作用于控制集成电路30中的压控振荡器(VCO)6或者电流控制振荡器(ICO)。
这种类型的控制带来两类问题。
第一类涉及,不同于PWM变换器,由增益、极点和零点表述的用于谐振变换器的动态小信号模型并不已知的事实(仅具有不可靠的实际应用的一些近似形式)。
换句话说,不知功率级的传递函数。
第二类问题涉及,根据基于仿真的研究结果,所述功率级的传递函数显示出强可变dc增益,极点的数量依赖于运行点从一个至三个变化并且具有非常易变的位置的事实。
最后,由于输出电容,存在一个零点。
大增益变换以及高可变性极点配置导致反馈控制环的频率补偿极为困难。
这导致,实际上不可能获得在所有运行条件下的最优瞬态响应,并且需要在稳定性和动态性能之间具有极大的妥协。
另外,能量传输极为依赖于输入电压(音频-敏感性),这使得控制环不得不显著改变运行频率以补偿所述变动。
由于变换器的输入电压中总是具有频率两倍于主电压的频率的交流分量,在该频率处的环增益需要足够高以有效的抵制所述交流分量并且显著的减弱在输出电压中可见的剩余纹波。
所有的这些因素导致了问题不能被全部解决的危险,尤其是当由变换器供电的负载具有高的动态变化以及/或对于动态精确性或者响应速度或者输入纹波抵制存在严格的要求。
最后,涉及DFC控制方法的另一个难题是开关频率对于谐振电路中的元件(Cr,Ls以及Lp)的值的敏感性。
由于其制造公差这些值具有统计学分布,并且上述对保护电路的有效性产生不利影响。
事实上,通常来说,为了避免转换器运行异常,应当限制控制量x。
在谐振变换器的情况下,实施DFC的谐振控制器允许对半桥的操作频率的上限和下限进行限制。
设置这些限制应当考虑,由于上述提及的值的分布,变换器的操作频率范围应当相应的改变。
由此,频率的最小限制值应当小于作为所述范围采用的低端的最小值,以及最大限制值应当大于作为所述范围采用的上端的最大值。
这极大的减小了作为防止异常操作情况的方法的频率限制的有效性。
所述难题的解决包括,采用基于充电模式控制(CMC)的变换器控制,所述方法在W.Tang,F.C.Lee,R.B.Ridley以及I.Cohen的论文“ChargeControl:
Analysis,ModelingandDesign(充电控制:
分析,建模以及设计)”中第一次论述,其发表在电力电子专家会议(PowerElectronicsSpecialistConference),1992.PESC’92记录,IEEE年报第23期,1992年6月29日-7月3日,页码:
503-511,第1卷上。
而将之应用至谐振变换器的想法则在W.Tang,C.S.Leu以及F.C.Lee的论文“Chargecontrolforzero-voltage-switchingmulti-resonantconverter”中发表,其发表在电力电子专家会议(PowerElectronicsSpecialistConference),1993.PESC’93记录,IEEE年报第24期,1993年7月20日-24日,页码:
229-233。
在第一篇论文中,小信号分析示出了由CMC控制的变换器的动态与峰值电流模式控制系统类似,即,在半开关频率时具有一个单一的低频极点和一对复共轭极点。
不同于峰值电流模式,所述一对极点的阻尼系数仅依赖于占空比(当占空比高于50%,其与已知的亚谐波不稳定性相关联),在CMC控制下,这样的阻尼系数还依赖于变换器的储能电感以及负载。
对亚谐波不稳定性问题的分析更困难。
作为一种趋势,该不稳定性倾向于在输入电流为低值时产生,由此倾向于在变换器的负载为低值时产生。
然而,在两个方法中,通过在电流斜坡中(或者在CMC的情况下在积分中)增加补偿斜坡,可解决该问题。
此外,该积分过程使得CMC方法相比于峰值电流模式更具有噪音不敏感性。
在第二篇论文中(由Tang等撰写),公开了CMC类型的控制设备。
其适于谐振正向(forward)拓扑并且由分立的形式实现:
流经初级侧功率电路的电流通过采用电流变压器直接积分,该电流变压器具有两个输出绕组和两个分立的用于对两个串联连接的积分电容充电的整流系统。
该系统并不适合被集成;
另外,由于成本原因,具有变压器的电流传感系统用于大功率变换系统而不用于低功率系统。
从现有技术的状态来看,本发明的目标是提供一种用于振荡器的集成电路,其适合于驱动开关谐振变换器的控制设备以使之能够采用与现有技术不同的方法来实现CMC。
根据本发明,所述目标通过用于振荡器的集成电路实现,该振荡器适合于驱动开关谐振变换器的控制设备,所述变换器包括适合于驱动谐振负载的开关电路,所述谐振负载包括至少一个变压器,该变压器具有至少一个初级绕组和至少一个次级绕组,所述控制设备适于驱动所述开关设备,所述变换器适于将输入信号变换为输出信号,所述集成电路包括第一装置,该第一装置适于采用第一电流信号对电容充电和放电以使得所述电容端上的电压在第一和第二参考电压之间,其中所述第二参考电压高于所述第一参考电压,所述电流信号包括代表反馈环的第二电流信号,反馈环控制变换器的输出信号,其特征在于它包括第二装置,该第二装置适于对表示在初级绕组中流通的电流的信号进行整流,所述第一电流信号包括与整流的信号成比例的第三信号。
根据本发明,还可提供包括所述集成电路以及集成电路外部电容的振荡器。
再次根据本发明,可提供用于谐振变换器的包括前述集成电路的控制设备。
本发明的优点在于,可提供一种用于谐振变换器的控制设备,其能够通过将之等效为单一极点系统(至少在与频率补偿的设计相关的频率范围内),来允许减少变换器的动态次序,从而改进其对于负载变化的瞬态响应。
而且,所述控制设备通过降低对输入电压变化的敏感性和/或降低对更加自由的设置环增益的可能性的敏感性,以减小变换器的音频敏感性,从而改进其对输入电压变化的瞬态响应以及输入电压纹波的抵制。
本发明的特征和优点将通过下文对参考在附图中以非限制性示例来示出的实际实施例的详细描述来清楚的呈现,其中:
图1示出了根据现有技术的LLC谐振变换器的电路原理图;
图2示出了根据现有技术的具有对输出电压进行调节的谐振变换器的块原理图;
图3示出了根据本发明的具有包括振荡器的控制设备的谐振变换器的电路原理图;
图4示出了根据本发明第一实施例的用于谐振变换器的控制设备的振荡器的电路原理图;
图5示出了在图4的设备中包含的信号的一些时间矢量图;
图6示出了根据本发明第二实施例的用于谐振变换器的控制设备的振荡器的电路原理图;
图7示出了在图6的设备中包含的信号的一些时间矢量图。
图3示出了具有控制设备100的谐振变换器的电路原理图,该控制设备100包括根据本发明的振荡器101。
该变换器包括谐振负载,其优选的包括具有初级绕组L1和次级的两个绕组L2的变压器20;
初级绕组L1通过电容Cr连接至半桥的中间点HB,该中间点HB为晶体管Q1和Q2之间的公共点,并且初级绕组L1还直接连接至传感电阻Rs,传感电阻Rs连接至地GND。
次级的两个绕组L2连接在地GND和两个分立的二极管D1和D2之间,二极管D1和D2具有连接在一点的阴极端并且该阴极端连接至并联的电阻Rout和电容Cout,并联的电阻Rout和电容Cout连接至地GND。
晶体管Q1和Q2优选的为MOS晶体管,尤其是NMOS晶体管;
晶体管Q2的漏极端与晶体管Q1的源极端连接至一点,该点为半桥的中间点HB。
谐振电流iR(t)流经初级绕组L1。
图3示出了开关电路Q1-Q2中的电流传感元件,其表示为配置为与谐振电路Cr,20,串联的电阻Rs,尤其是,该电阻Rs连接至变压器20的初级绕组L1和地GND,其中在该电阻Rs的端子上的电压与流经谐振电路的谐振电流iR(t)成正比。
这仅为非限制性的示例,该传感也可采用现有技术的其他方式(通过电容或电阻分压器,具有电流变压器,霍尔传感器等)实施,现有技术的其他方式提供表示了流经开关电路的瞬时电流的电压信号。
谐振电流具有零平均值(由于串联的电容的存在),并且由此具有正值和复值。
由此,施加至控制设备的输入的电压信号Vs将具有正值和负值。
连接至该输入的电路应当至少能够承受相对于地的负电压(通常其绝对值低于1V),而不会导致故障。
控制设备100包括振荡器101和逻辑块102,该逻辑块接收振荡器101输出处的信号Vct,即,在电容Ct端点之间的信号,并且处理用于驱动晶体管Q1和Q2的信号HSGD和LSGD,信号HSGD和LSGD具有逻辑高值或逻辑低值。
振荡器101包括构造在半导体芯片中的集成电路103,以及设置在集成电路103的管脚112和地GND之间的外部电容Ct。
但是,即使在附图中没有示出,电容Ct也可在集成电路103内部。
振荡器101的集成电路103在其输入处也具有电压信号Vs和由块5提供的表示了输出电压Vout的反馈环的电流Ic;
电流Ic是控制信号并且代表了控制输出电压Vout的反馈环,优选的信号Ic是变换器的输出电流Iout和/或输入电压Vin的方程。
集成电路103属于集成设备U1,集成设备U1也包括逻辑块102,并且构成谐振变换器的半桥Q1-Q2的控制设备100。
图4示出了根据本发明第一实施例的开关谐振变换器的控制设备100的振荡器101。
集成电路103包括理想的全波整流器110,其在输入处接收与谐振电流iR(t)成正比的电压Vs。
所述整流器的输出信号Vsref输出至电压-电流变换器的输入和运行为电流沉并且由此从节点
处吸收电流ip(t)的增益gm的跨导放大器111的输入,。
可以由下给出这样的电流:
如所述,跨导放大器的电流输出ip(t)连接至电流镜的输入节点
,电流镜包括双极晶体管Q20,Q3和Q4(尤其是pnp类型的双级晶体管),输入节点
也与双极晶体管Q10的集电极连接,以运载表示了输出电压Vout的反馈环的电流Ic。
取出控制电流Ic的外部输入作为能够提供电路的电压发生器Vref。
晶体管Q3向另一个镜像电路镜像电流Ic+ip(t),另一个镜像电路由双极晶体管Q5和Q6(尤其是npn型双极晶体管)构成,同时晶体管Q4向节点112输出电流Ic+ip(t),节点112连接至电容Ct,电容Ct具有连接至地GND的另一个端点。
电容Ct位于集成设备U1的外部。
晶体管Q6从节点Ct朝向地GND镜像乘以因数2的电流Ic+ip(t)。
晶体管Q20,Q3和Q4优选的为双极pnp晶体管(但是它们也可p沟道MOS晶体管),其具有连接至电源电压Vdd的发射极;
晶体管Q5和Q6优选的为双极npn晶体管(但是它们也可n沟道MOS晶体管),其具有连接至地GND的发射极。
晶体管Q3-Q6的集电极连接在一起。
提供了置位复位触发器113,其置位信号S为比较器114的输出信号,同时复位信号R是比较器115的输出信号,比较器114适于将电容Ct的端点处的电压Vc与电压Vv进行比较,比较器115适于将电容Ct的端点处的电压Vct与电压Vp进行比较,其中Vp>
Vv。
触发器113输出处的信号Q驱动共发射极双极晶体管Q7的基极端子,晶体管Q7的集电极连接至连接在一起的晶体管Q5的基极、集电极以及晶体管Q3的集电极,晶体管Q7的发射极连接至地GND。
最初,外部电容两端的电压为零。
由此,比较器114设置SR触发器113,SR触发器113的输出Q变为1。
由于晶体管Q5的基极端子的电压基本上为零,晶体管Q7被导通并且镜像Q5,Q6被关断。
由此,电容Ct由电流Ic+ip(t)充电。
一旦电压Vct达到电压Vp,比较器115复位SR触发器113,其输出Q降到0。
由晶体管Q5,Q6构成的镜像电路导通并且将2(Ic+ip(t))的电流输出至地GND,由此电容Ct由等于-(Ic+ip(t))的电流放电。
放电一直持续到Ct上的电压达到Vv,当比较器114再次设置SR触发器113,关断镜像Q5,Q6。
电容Ct再次有电流Ic+ip(t)充
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