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通常在此类4~20mA传感器发送器中采用微控制器读取并将线性常数应用到实际传感器中。
微控制器必须是低功耗控制器,以便允许某些电流触发传感器,原因是我们的总调节电路电流预算必须低于4mA。
MSP430F2003提供一种低电压、低静态电流微控制器。
该微控制器具有一个用于读取桥接变化的板上ADC。
在微控制器应用了线性常数之后,即与DAC8832(一款用于生成XTR115/XTR116所需模拟输入电压的低功耗DAC)进行通信。
DAC8832由一种零漂移、低功耗、单电源的运算放大器(OPA333)进行缓冲。
由于我们的系统是一套完美的系统,因此可驱动任何器件,其中包括XTR115/XTR116的精确VREF引脚。
我们之所以选择XTR115(2.5VVREF)是因为MSP430F2003只能在1.8V~3.3V范围内工作。
目前MSP4302003的板上ADC以及DAC8832将采用XTR115高精度2.5V参考电压。
我们的典型总调节电路静态电流为562uA,可以保留3.4mA的电流用于触发桥接传感器。
目前我们唯一的难题是需要添加许多本地旁路电容器,以便在XTR115的VREF引脚驱动的众多集成电路附近实现良好的高频旁路。
XTR115VREF引脚是否稳定?
图9.1:
4-20mA桥接传感器应用
图9.2详细说明了4~20mA桥接传感器信号调节器应用中采用的集成电路的主要规格。
图9.2:
4~20mA调节电路IC主要规格
XTR115VREF引脚是图9.3所示的发射极跟随器输出拓扑运算放大器的输出引脚。
图9.3:
XTR115VREF引脚:
发射极跟随器输出运算放大器
图9.4显示了XTR11VREF引脚的等效示意图。
VREF是缓冲的1.25V带隙参考电压,经过2倍放大后产生XTR1152.5V参考输出电压。
发射极跟随器输出级的Ro为4.7k欧姆。
我们是从工厂获得上述信息、RF与RI值以及U1的Aol曲线的,因为XTR115的产品说明书并未详细介绍所有资料。
我们的总电容负载CL为500nF。
Ro与CL互动,形成XTR115VREF运算放大器的Aol修正曲线中的第二个极,即fpu1。
请注意:
我们无法接入U1的-输入或+输入,因为它是XTR115的内部器件。
所以我们只能使用一个引脚来补偿放大器稳定性(输出引脚:
VREF)。
另外,我们希望使VREF引脚保持极高的精度,因此在CL前面将该引脚与任何电阻串联均不是理想的解决方案。
图9.4:
电容负载等效示意图
我们将采用图9.5所示的TINASpice电路检验运算放大器的Aol曲线以及由于CL导致的Aol修正曲线。
我们通过LT(相关DC频率时短路、相关AC频率时开路)以及CT(相关DC频率时开路、相关AC频率时短路)使用我们的SpiceAC分析方法。
图9.5:
AC稳定性检查:
原始电路
图9.6显示了运算放大器Aol曲线以及由于CL导致的Aol修正曲线。
在fcl1可以看到,就我们的一阶稳定性标准而言不稳定的每十倍频程40db的闭合速率。
根据预测,CL导致的fpu1为67.73Hz,其从检测的角度来看在本图中是正确的。
图9.6:
Aol与修正Aol:
我们检查了图9.7所示的环路增益图,并可以证实了当相位裕度在-fcl1位置几乎为零时(0.442度)对稳定性的担心。
图9.7:
环路增益图:
我们在图9.8进行瞬态稳定性测试,即在附带500nFCL的闭环电路中注入一个较小的方形波。
图9.8:
瞬态稳定性测试:
图9.9中的瞬态稳定性图再次表明我们的电路并不稳定。
我们的运算放大器输出在响应小步阶变化时从未稳定过。
VOA以大约2.5V幅度变化,表明我们的DC电平对于本电路而言是正确的。
图9.9:
瞬态稳定性图:
我们在图9.10中明确了用于双极性发射极跟随器输出放大器的输出引脚补偿方法。
首先我们用fpu1来修正运算放大器原始Aol修正曲线,fpu1是由于Ro与CL产生的极点(参见曲线1)。
一旦创建了该曲线,我们就可以绘制从曲线1与0dB交叉点开始的第二条曲线(曲线2)。
从上述起点我们按照每十倍频程-20dB的斜率绘制出比fp1(运算放大器Aol低频极点)高一个十倍频程的点,我们在此处把斜率修改到每十倍频程-40dB。
在频率为fp1时我们将斜率改回每十倍频程-20dB,直到与运算放大器的DCAol值相交叉。
上述建议的Aol修正曲线(曲线2)满足我们所有经验标准——通过使极点与零点相互保持在一个十倍频程之内,从而保持环路增益相位在环路增益带宽范围不低于45度。
另外,我们建议的Aol修正曲线(曲线2)还可满足在fcl2闭合速率为每十倍频程20dB的一阶稳定性标准。
图9.10:
输出引脚补偿:
双极性发射极跟随器
图9.11说明了我们如何利用RCO及CCO获得建议的Aol修正曲线。
另外我们还需要考虑另外一个极点,因为CCO在某些高频情况下会短路,而且CL与RCO将形成一个附加高频极点。
即使此极点在fcl2之外出现,我们的情况仍然正常。
图9.11:
输出引脚补偿
由于知道Ro与CL,因此可以利用图9.12所示公式以及图9.10(曲线2)建议的Aol修正曲线计算出补偿分量RCO与CCO以及由RCO与CL形成的超高频极点。
图9.12:
输出引脚补偿公式:
我们在图9.13中采用输出引脚补偿方法绘出预测曲线。
由于XTR115之内的闭环运算放大器以2倍增益运行(6dB),闭环VREF/VIN曲线始终保持平直,直到在fcl2位置与Aol修正相交,由于环路增益已经等于零,因此此后该曲线随Aol修正曲线一直降低。
图9.13:
最终预测曲线:
图9.14是在采用图9.11所示电路的情况下,我们的AC稳定性分析TINASpice模拟结果。
在fcl2位置时可以看到每十倍频程20dB的闭合速率,但是我们应当通过相位图了解详细情况。
图9.14:
Aol与Aol修正:
图9.15所示的环路增益图证明我们的输出引脚补偿方法可以产生稳定的电路。
在fcl2位置时相位裕度为40度,相位在环路增益带宽范围内不会过多低于45度。
如果需要,我们可以细微调节输出引脚补偿值,以便在fcl2获得更高的相位裕度。
图9.15:
环路增益:
图9.16中的电路采用瞬态稳定性测试来检查采用了输出引脚补偿的最终电路。
图9.16:
图9.17所示的瞬态稳定性测试结果证明了我们的环路增益检查,即输出引脚补偿可以产生稳定的电路。
一个较低的过冲以及无过度振铃的一个下冲看起来接近典型的、45度相位裕度补偿电路。
图9.17:
图9.18所示的TINASpice电路使我们能够检查最终的VREF/VIN闭环AC响应是否符合在图9.13中的预测。
图9.18:
VREF/VINAC电路:
根据图9.13,我们估计fcl2约为5kHz,因此预计对于VREF/VIN而言在该点会出现陡然降低。
在图9.19中,我们可以看出闭环AC响应符合预测结果。
在AC闭环响应中存在轻微峰化现象,不过其对于本应用不会造成影响。
同样,如果我们希望减少这种峰化现象,就需要再次利用我们的输出引脚补偿把fcl2点的相位裕度提高到40度以上。
图9.19:
VREF/VINAC响应:
CMOSRRO:
我们的CMOSRRO输出引脚补偿实例如图9.20所示。
这种实际电源应用采用OPA569功率运算放大器作为可编程电源。
为了在负载上提供精确的电源电压,可以采用一种差动放大器INA152对负载电压实施差动监控。
闭环系统可以补偿任何从可编程电源到负载的正/负连接中的线路压降造成的损耗。
OPA569上的电流限值设定为2A。
在我们的实际应用中,这种电源具有灵活的配置,因此可以在差动放大器INA152的输出上提供多大达10nF电容。
这样是否能够实现可编程电源的稳定运行?
图9.20:
可编程电源应用
我们在图9.21中详细说明了在我们的可编程电源应用中使用的IC的主要规格。
图9.21:
可编程电源IC主要规格
我们用于反馈的INA152差动放大器采用如图9.22所示的CMOSRRO拓扑。
图9.22:
INA152差动放大器:
CMOSRRO
我们采用图9.23中的TINASpice电路检查可编程电源的稳定性。
我们的DC输出由Vadjust设定到3.3V,同时应用一个较小的瞬态方形波检查过冲与振铃。
图9.23:
图9.24中的瞬态稳定性测试结果显然不够理想。
我们不希望在未经进一步稳定性补偿情况下投产这种电路。
图9.24:
图9.25中的TINASpice电路用于检查原始电路中的不稳定性是否由INA152输出端的CX负载所引起。
我们将采用瞬态稳定性测试进行快速检测。
图9.25:
差动放大器反馈:
图9.26可以证明我们的推测,即:
是CX造成了差动放大器INA152的不稳定性。
图9.26:
瞬态图:
差动放大器反馈,原始电路
差动放大器由1个运算放大器以及4个精密比率匹配电阻器构成。
这给我们的分析工作带来了挑战,因为我们无法直接接入内部运算放大器的-输入或+输入。
在图9.27中我们可以看到差动放大器的等效示意图,同时可以看出测量Aol的明确方法。
我们将采用LT断开任何相关AC频率的反馈,同时仍然保持准确的DC工作点(LT对于相关DC频率短路,对于相关AC频率开路)。
通过把INA152的Ref引脚连接到VIN+引脚,我们可以创建一个非反相输入放大器。
通过在Sense与VOA之间放置LT,我们可以理想地在任何相关AC频率驱动运算放大器进入开路状态。
INA152运算放大器的内部节点VM可以在相关AC频率达到零点。
VP只需作为VG1,然后我们可以轻松测出Aol=VOA/VG1。
我们只要把VdcBias设定为1.25V以便在VOA产生2.5VDC,即可衡量DC工作点。
我们把图9.27的INA152Aol测试电路概念转化成图9.28所示的TINASpice电路。
我们知道,用于INA152的TINASpice宏模型是一种BillSands宏模型[参考:
《模拟与RF模型》,(
图9.27:
INA152Aol测试电路概念
图9.28:
TINASpiceINA152Aol测试电路
图9.29说明了根据TINASpice仿真获得的INA152详细Aol曲线。
Aol曲线中在1MHz时存在第二个极点,在基于Aol相位曲线的频率之外存在某些更高阶的极点,其在1MHz之外表现出比每十倍频程-45度更陡的斜率。
图9.29:
INA152AolTINASpice结果
由于我们已知道INA152是一款CMOSRRO差动放大器,因此,除了Aol曲线,还需要Zo进行稳定性分析。
在图9.30中建立一个Zo测试电路概念。
与图9.28的Aol测试电路相似,我们可以利用所示的LT与电路连接强迫INA152的内部运算放大器在任何相关AC频率进入开路状态。
我们现在将采用设为1Apk的AC电流电源驱动输出,同时直接根据VOA的电压测量Zo。
图9.30:
INA152Zo测试电路概念
我们在图9.31中建立了TINASpiceINA152Zo测试电路。
快速DC分析表明我们可以得到INA152的正确DC工作点。
最好在利用Spice进行AC分析之前先执行DC分析,以便确定电路在任何电源轨下都不饱和,电源轨可能会造成错误AC分析结果。
图9.31:
INA152ZoTINA测试电路
图9.32:
INA152TINAZo曲线
图9.32的TINAZo测试结果显示了Zo的典型CMOSRRO响应。
我们可以看到在fz=76.17Hz时出现一个零点,在fp=4.05Hz时出现一个极点。
图9.33:
INA152TinaRo测量
我们在图9.33中根据由TINASpice创建的Zo曲线测量Ro。
Ro=1.45k欧姆。
我们从测量的Zo图可以获得Ro、fz以及fp。
我们利用这些资料可以创建INA152的等效Zo模型,如图9.34所示。
图9.34:
INA152Zo模型
我们可以利用TINASpice仿真器快速检测等效Zo模型与实际INA152Zo相比的准确性。
等效Zo模型结果如图9.36所示,并与图9.35作了相关对比。
由此可见,等效Zo模型非常接近,因此可以继续进行稳定性分析。
图9.35:
Zo等效模型与INA152Zo对比
图9.36:
TINA图:
INA152等效Zo模型
现在我们可利用Zo等效模型分析负载电容CL对INA152输出的影响。
从Aol曲线中,我们可以看到在CL=10.98kHz时造成的附加极点(如图9.37所示)。
图9.37:
计算Zo与CL造成的极点(fp2)
我们在图9.38中在INA152的等效Zo模型中添加CL(CL=10nF)。
图9.38:
用于分析fp2的TINA电路
从图9.39我们可以看出模拟结果中fp2位于11.01kHz,其非常接近我们预测的10.98kHz,因此可以继续分析。
图9.39:
Zo与CL=10nF时的fp2图
图9.40:
CL=10nF时,Aol修正曲线的TINA电路图
现在我们可以对CL=10nF的实际INA152进行TINA模拟,并使用图9.40的电路将其与预测响应进行对比。
图9.41的TINA模拟结果显示了INA152运算放大器原始Aol在3.4Hz(fp1)时造成的低频极点以及Zo与CL=10nF在fp2=11.02kHz时产生的第二个极点。
请记住,我们曾经根据一阶分析预测fp2=10.9kHz,并根据CL=10nF的等效Zo模型预测fp2=11.01kHz。
图9.41:
CL=10nF的Aol修正曲线的TINA图
图9.42:
我们在图9.42中确定用于CMOSRRO运算放大器的输出引脚补偿方法。
此方法的图形与适用于双极性发射极跟随器运算放大器的输出引脚补偿方法的图形非常类似。
我们首先利用由Zo与CL造成的极点fp2修正运算放大器的最初Aol曲线(见图9.41)。
一旦创建了该曲线(修正Aol,CL=10nF),我们就可以绘制从CL=10nF的Aol修正曲线与0dB交叉点开始的第二条曲线(最终修正Aol)。
从上述起点我们按照每十倍频程-20dB的斜率画到比CL=10nF的Aol修正曲线的0dB交点低一个十倍频程的点(100kHz)。
我们在fzc1极点将斜率修改为每十倍频程为–40dB。
我们在fpc2极点与原始INA152Aol曲线相交。
通过使极点和零点相互保持在一个十倍频程内以保持环路增益相位在环路增益带宽范围不低于45度,这样上述建议的最终Aol修正曲线符合我们所有经验标准。
另外,我们建议的最终Aol曲线修正还满足在fcl极点闭合速率为每十倍频程20dB的一阶稳定性标准。
图9.43详细说明基于Zo及Slide47的预期最终Aol修正曲线的公式。
此外,我们注意到在CCO短路时由于RCO与CL相交造成的另一个高频极点。
图9.43:
我们在图9.44中建立一个TINASpice电路,用于证明可以预测Zo、CCO、RCO及CL对Aol曲线所产生的影响的公式。
图9.44:
预测Zo、CCO、RCO与CL造成的Aol修正影响的TINA电路
图9.45:
Zo、CCO、RCO及CL造成的Aol修正影响
我们从图9.45可以看出模拟结果,用于检查针对Zo、CCO、RCO与CL的Aol修正公式。
预测的fpc2=1kHz,实际fpc2=1.23kHz;
预测的fzc2=10kHz,实际fzc2=10.25kHz;
预测的fpc3=106kHz,实际fpc3=105.80kHz。
根据我们的等效Zo模型,我们的预测非常接近模拟结果。
根据图9.43的分析及相关模拟证明,我们可以创建如图9.46所示的最终Aol修正预测。
最终闭环响应Vout/Vin预计为平直曲线,直到环路增益在fcl位置达到零点,此时预计其遵循所示的Aol修正曲线。
图9.46:
最终Aol修正预测
图9.47为采用最终输出引脚补偿的AC稳定性测试电路。
最终可以产生由于输出引脚补偿与CL造成的Aol修正曲线。
图9.47:
AC稳定性电路:
图9.48说明采用输出引脚补偿方法的最终Aol修正结果,其符合图9.46所示的一阶预测。
图9.48:
AC稳定性图:
我们将采用图9.49的电路进行基于最终输出引脚补偿的瞬态稳定性测试。
图9.49:
图9.50的瞬态稳定性测试结果证明我们确实已经正确地为用于CMOSRRO差动放大器的输出引脚补偿方法选择了合理的补偿值。
图9.50:
瞬态稳定性结果:
图9.51的TINA电路使我们能够确定图9.46中的预测Vout/Vin转移函数是否正确。
图9.51:
Vout/VinAC响应电路:
我们可以从图9.52看出针对由输出引脚补偿方法补偿之后的INA152电路的Vout/VinAC闭环响应。
图9.46的对比说明我们的预测响应符合模拟结果,闭环响应图从稍高于35kHz之处开始倾斜。
图9.52:
Vout/VinAC响应:
我们在图9.53中返回到最初的CMOSRRO应用并在INA152中增加输出引脚补偿,另外关闭整个环路,以便利用瞬态稳定性测试来检查稳定性。
图9.53:
可编程电源:
图9.54表明,通过利用输出引脚补偿方法消除INA152输出的电容负载不稳定性,我们可以实现稳定的可编程电源。
图9.54:
基于输出引脚补偿的瞬态稳定性测试
钽电容器简介
在电容器值超过约1uF情况下,往往采用钽电容器,因为其具有较高的电容值及相对较小的尺寸。
钽电容器并非纯粹的电容。
它们还具有ESR或电阻元件及较低的寄生电感与阻抗(参见图9.55)。
除电容之外,它最重要的组件是ESR。
在采用输出引脚补偿方法实现稳定性时,应当确保ESR小于RCO/10,以保证RCO是主导电阻,从而设定Aol修正曲线的零点。
图9.55:
钽电容器与输出引脚补偿说明
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