三级PWM调制策略变换器供电感应电机驱动Word文档格式.docx

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frequencycontrol,thespacevectormodulation,3D-SVMtheseinthethirdchapteranalyzesthePWMtype.Because3L-NPCconverterisamainlyappliedtohighpowersystem（morethan100kw）,sotheswitchinglossproblembecomesveryimportant.Therefore,theauthorofthiswork,basedonthenewsystemresearchoftheexistingmodulationtechnology,putsforwardtheimprovedalgorithmtominimizethelossofsupportvectormachine（SVM）converter.SotheauthorthinksofmodulationalgorithmcanalsoapplyforAC/DCconvertercontrol3L-NPCforrenewableenergysystems,filters,etc.

Keywords:

PWMinverter；

NPCconverter；

SVM；

Motordrive

引言

近年来，随着电力电子科学技术的飞速发展，特别是功能强，性能优电力电子器件的不断问世，给人们在设计工程和使用中带来极大便利与很好预期效果。

新能源是的大规模推广势在必行，全世界各国都投入了大量的资金用于开发研究。

太阳能，风能，地热等这些能源转化为电能，一般是以直流电的形式存在。

要想并网投用，必须借助逆变技术。

传统的逆变技术存在电能利用率低，谐波成分大，开关损耗大，不利于数字化等缺点，大大制约了电力电子技术的发展。

本文讨论了，H电桥技术，浮动电容FLC技术，用中性点钳位NPC技术，空间矢量调制SVM技术对于改善系统性能的效果，比较得出采用NPC和空间矢量调制基于一定的硬件措施，可以试验得到预期的试验结果，可以推广到实践而展开论述。

文章结构图

第一章多电平变换器的基本拓扑结构

图1.1H-电桥电路转化器示意图

由图1.1可知，通过改变Uc1，Uc2的电压，可以得到7个不同的输出电压Uout等级：

3Uc1、2Uc1、Uc1、0、-Uc1、-2Uc1、-3Uc1。

对于H桥电路来说，一些回路产生的输出电压可能会造成短路，对IGBT开关有损害。

为此变压器必须分离获得适当的操作条件用于串级转换器。

虽然一阶和低功率（几个KVA）应用程序，这样解决方案是可能的，但多级输出建立的庞大系统需要更贵的转换器，和专门的负载。

图1.2浮动电容型三电平逆变（FLC）电路

对于FLC逆变电路，有两个电容器电压Ucd，1/2Ucd。

考虑到电压从0到满电压的过程，直流环节电容和浮动电容，有相同的电压和电容。

此逆变电路由于要使用较多的电容，而且还需要控制电容上的电压，实践成本较高，常见用于3KV直流电网。

图1.3中性点钳位型三电平逆变电路

该电路的每个桥臂由两个全控性器件构成，两个器件都反并联了二极管。

一个桥臂的两个器件的中点通过钳位二极管和直流侧电容的中点相连。

通过相电压之间的相减可以得到线电压。

两电平逆变电路的输出线电压共有Ud，-Ud和0三种电平。

而三电平逆变电路的输出线电压则有Ud，-Ud，Ud/2，-Ud/2，和0五种电平。

总结

NPC三电平逆变电路的一个突出优点就是每个主开关器件关断时所承受的电压仅为直流侧电压的一半。

这是该电路比两电平更适用于高压大容量应用场合的原因。

与三电平电路类似的方法，还可以构成五电平等更多NPC逆变电路，随着电平数增加，所需钳位二极管和IGBT开关数目也急剧增加。

第二章脉冲宽度调制（PWM）技术在多级NPC逆变器中的应用

在前一章提出了多级转换器拓扑。

每一个拓扑结构有不同的切换配置实现命令输出电压。

调制策略负责综合控制信号和参考保持所有电压源平衡。

与直流电压源输出功率转换器电压是由短的不同电压脉冲宽度所控制，在图2.1所示的脉冲宽度方法中，重要的是基于载波脉冲宽度调制（CB-PWM）正弦脉宽调制（SPWM）和空间矢量调制（SVM）。

图2.1调制技术分类

图2.2每阶段SPWM波形的产生

图2.3每阶段CB-PWM波形的产生

图2.4基于SVM技术的三相电流控制

图2.5ABC立方体αβ平面上的投影,对称三相系统的转换

对于这个系统克拉克变换定义

图2.6三相逆变器在αβ坐标的向量标示

对于基本的电压型逆变器，采用180°

导通方式，如2.7图所示，则对三对开关的导通情况进行组合有8种工作状态。

如果把上桥臂开关的导通用“1”表示，下桥臂开关的导通用“0”表示，则8种工作状态可以依次表示为100、110、010、011、001、101、111和000。

从实际情况上看，前6种状态有输出电压，属于有效工作状态，后两种全部是管子上通或下通，没有输出电压，称之为零工作状态。

这种基本的逆变器称为6拍逆变器。

图2.7三相电压桥式逆变电路

对于6拍逆变器，每个工作周期中，六种有效工作状态各出现一次，每一次状态持续60°

。

这样在一个周期中共转360°

形成一个封闭的正六边形。

对于两个零工作状态，在这里变现为位于原点的零矢量。

如果采用SVM控制，就可以使交流电动机的磁通尽量接近圆形。

所用的工作频率越高，交流电机的磁通就越接近圆形。

空间矢量脉宽调制PVM可以看作一种在正弦调制SPWM波里加入了某种零许分量的特殊规则采样调制方式。

零分量的加入大大提高线性工作范围，提高了直流电压利用率。

通过改变SVM算法中的参数，可以加入不同的零序分量波形，从而得到多种SVM调制方式，输出灵活多样的PWM波以满足实际需要。

第三章NPC转换器平衡直流电容的方法

为了保证NPC转换器正常运行，各个直流环节的电容电压必须保持相等。

否则会影响输出的电压和电流。

输出的电压的参考值与直流环节的电压相联系，不考虑中性点电压的差异。

在直流母线上引发的不平衡向量，会导致整个控制功能失效。

由此本章提出了几种避免不平衡NPC电容电压的方法供参考。

直流电容电压平衡的硬件实现方法

较为简单的实现方法是在直流环节的每个电容器引入斩波电路如图3.1所示，以保证适当的电压值，但是这种方法有两个重要缺点：

1、需要额外的组件；

2、造成能源损失。

图3.1直流环节基于斩波电路电容电压平衡三级NPC转换器

基于载波SPWMDC电容器电压平衡方法

基于SPWM调制技术电容电压平衡方法中，容易实现的方法之一是引入额外的补偿和载波校正信号，以匹配电容电压的实际值，避免了输出电压的畸变如图3.2所示。

图3.2载波信号不平衡运行期间修改示意图

第四章对NPC转换器改进的SVM算法

如今,大多数调速驱动器使用闭环矢量控制，所有这些方法都使用至少电流和直流环节电压传感器,以及通量和转矩估计。

调制器的控制算法的一部分,它可以使用估计和测量变量。

正确使用的数量也有助于提高性能调制器。

本章基于支持向量的一种改进的调制算法的原则开关数量最小化和直流母线电容电压平衡。

在上一章中几种方法用于直流环节电容电压平衡。

他们中的大多数有缺点的要求增加额外的传感器或开关频率。

下面的算法只使用变量和传感器应用于控制算法。

为合适的直流环节电压平衡、能量流方向和差异容电压之间就足够了。

根据这两个属性和选择适当的冗余向量,充电或放电的直流环节电容是可能的

开关数量最小化

前面给出的方法保证减少的数量开关与直流环节电容电压均衡。

可以进一步减少数量在低输出电压切换操作模式的正确使用零向量。

两级转换器PWM方法,在这个方法中转换器的较低的直流环节和其他两个阶段调制。

进一步改进可以减少在两电平变换器开关损失高达50%。

的同样的方法可以采用多级转换器。

它基于的假设一个阶段是夹在NP,更低或更高直流总线。

它给每个采样时间只有一个零向量。

然而,依赖于负载切换损失功率因数角。

因此,可以获得最大的降低,峰值相电流位于夹（非调制）的中心地区。

有必要观察峰值电流的位置,并选择适当的零向量。

它可以实现通过简单描述积极或消极的峰值电流极性的关系的每一个阶段。

第五章NPC变换器供电感应电动机驱动器

感应电机的数学描述

由方程组来描述满足以下假设：

三相电动机是对称的,只有基本的谐波,各向异性的影响,磁饱和、铁损失和涡流被忽视,所有的电阻和电抗都假定为常数,相电压方程可以写成:

图5.1感应电机的控制策略

图5.2PI控制器的设计原理图

图5.3定子磁通大小控制回路

参考文献

[1]汪应军，杨砚杭，马保慧空间矢量脉冲宽度调制技术的仿真研究[J]电气传动自动化，2011，33（4）：

12-5

[2]翟文龙，黄斐梨，王耀明逆变器供电感应电机新型空间矢量PWM控制方法[J]清华大学学报1997，第37卷，第一期，69-37页

[3]Alonso,O.;

Marroyo,L.;

Sanchis,P.;

Gubia,E.;

Guerrero,A.;

“Analysisofneutral-point

voltagebalancingprobleminthree-levelneutral-point-clampedinverterswithSVPWM

modulation”,IECON02[IndustrialElectronicsSociety,IEEE200228thAnnualConference

ofthe,Volume2,5-8Nov.2002Page（s）:

920-925vol.2

[4]Busquets-Monge,S.;

Bordonau,J.;

Boroyevich,D.;

Somavilla,S.;

“Thenearestthreevirtual

spacevectorPWM-amodulationforthecomprehensiveneutral-pointbalancinginthethreelevel

NPCinverter”,PowerElectronicsLetters,IEEE,Volume2,Issue1,March2004

Page（s）:

11-15

[5]Beig,A.R.;

Ranganathan,V.T.;

“Influenceofplacementofsmallspacevectorsonthe

performanceofPWMtechniquesforthreelevelinverters”,The29thAnnualConferenceofthe

IEEEIndustrialElectronicsSociety,2003.IECON'

03,Volume3,2-6Nov.2003

2764-2770Vol.3

[6]Bueno,E.J.;

Garcia,R.;

Marron,M.;

Urena,J.;

Espinosa,F.;

“Modulationtechniques

comparisonforthreelevelsVSIconverters”,IECON02[AnnualConferenceoftheIndustrial

ElectronicsSociety,IEEE200228th],Volume2,5-8Nov.2002Page（s）:

908-913

[7]Buja,G.S.;

Kazmierkowski,M.P.;

„DirecttorquecontrolofPWMinverter-fedACmotors-a

survey”,IEEETransactionsonIndustrialElectronics,Volume51,Issue4,Aug.2004

744-757

[8]BarlikR.,NowakM.;

„Układysterowaniairegulacjiurządzeńenergoelektronicznych”,wyd.

WSiP,2004