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2技术要求
2.1模块类别
涉及4种DC/DC模块,分15W和30W两个额定输出功率等级,每个功率等级包括单路5V输出、单路15V输出模块各1种。
以下如非特指,均为对各模块的统一要求。
2.2工作温度范围
-45℃~+85℃,无需额外散热措施。
2.3隔离要求
输入地、输出地及二者与外壳间加500V,绝缘电阻不低于100MΩ。
输入、输出地间不加电容器。
2.4结构
各模块均采取封闭式结构,金属外壳封装。
外形尺寸(暂定)及点定义分别见图1.1和图1.2,控制端低电平禁止。
图1.115W模块外形尺寸及点定义
图1.230W模块外形尺寸及点定义
2.5输入
2.5.1输入电压范围
输入电压范围12.5V~50V,标称28V。
2.5.2最大输入电流
阻性负载满载启动时,最大输入电流不超过稳态输入电流的2倍。
2.5.3输入纹波电流
额定输入电压、额定负载、稳态工作时,输入纹波电流峰-峰值不大于30mA,可通过外接一级LC差模滤波控制。
2.5.4兼容性要求
兼容GJB181A相关要求及输入电压范围内的电压浪涌要求。
2.6输出
除非特殊说明,本条所列指标均要求在全输入(12.5V~50V)、全负载(空载~满载)、全温度范围内(-45℃~+85℃)满足。
2.6.1输出功率
启动时,在额定输出功率基础上,至少需保留15%设计裕量(过载时间不超过10s),验收时以额定值为准。
2.6.2转换效率
2.6.3输出电压精度(电压/负载调整)
5V输出稳态电压精度不超过±
0.1V,15V输出稳态电压精度不超过±
0.2V。
2.6.4输出电压峰-峰值
5V输出时峰-峰值不大于75mV,纹波成分(不含开关高频噪声)不大于30mV,无开关频率外的低频振荡;
空载条件下,峰-峰值不大于150mV,纹波成分不超过90mV。
15V输出时峰-峰值不大于100mV,纹波成分(不含开关高频噪声)不大于30mV,无开关频率外的低频振荡;
其中:
常温条件下,在输出端子根部靠测,示波器20MHz带宽,无外加电容,探头×
1档;
高低温条件下,可在输出线负载端测试,纹波幅值可不做要求,但要求无低频振荡。
2.6.5开机特性
启动延时时间不超过30ms,输出电压建立时间应不超过20ms,输出过冲电压不超过额定输出电压的5%。
测试条件为:
输入电压时间不大于1ms,满载启动。
2.6.6负载阶跃响应
输出接电子负载,设置负载电流为额定输出电流的50%~75%~50%和25%~50%~25%阶跃变化,阶跃周期为1ms,输出电流爬升斜率为2.5A/us。
输出过冲电压不超过额定输出电压的1%;
如输出过冲电压超过额定输出电压的1%,恢复时间不应超过500μs。
2.7使能功能
控制端悬空正常输出,控制端接地或低电平(0V~0.2V)输出截止。
2.8保护功能
2.8.1输入过欠压保护
超出最高输入电压10%时,过压保护动作;
低于最低输入电压10%时,欠压保护动作。
保护发生后无输出(体积允许情况下建议加,非必要)。
2.8.2输出过压保护
超过额定输出电压15%时动作,保护后无输出(体积允许情况下建议加,非必要)。
2.8.3输出过流保护
超过额定输出电流50%时动作,保护后无输出(体积允许情况下建议加,非必要)。
2.8.4输出短路保护
长时间短路不致损坏。
可考虑打嗝方式,自动或开机恢复(必要)。
2.9电磁兼容要求
重点满足GJB151A中CE101、CE102、RE101、RE102、CS106等相关要求,可根据北工大实验室现有条件完成相关考核,测试条件不具备的应在设计过程中充分相关因素。
2.10器材要求
电阻、电容、磁性元件全部使用国内军品厂家产品,必要时可协助采购。
变压器推荐使用4326厂的表贴式平面变压器,相关参数固化后提要求,可协助采购。
PCB建议层数为双层,最多不超过四层。
外壳设计形式需双方协商后确定。
进口半导体分立器件和集成电路要求全部可实现国产化封装,前期设计即以国产化兼容封装布板。
相关器件型号规格提前提出,与国内军品半导体器件供应商确认无误后方可进行,元器件国产化替代工作同步进行。
初样的进口元器件和PCB由北工大负责,正样元器件和PCB由北工大负责,惯性公司协助。
3方案选择
3.1难点分析
难点分析基本在概述中已经阐述,下面针对每个问题解决办法进行说明:
(1)宽输入电压范围12.5~50V;
当输入电压为12.5V时电路能正常工作,必须选用低电压启动控制芯片作为主控芯片;
在输入电压大范围变化时,保持输出电压的稳定度,选择合理的电流控制模式、强前向反馈,必须采用峰值电流控制。
低温启动(-45℃)问题:
工业级IC器件的极限低温-40℃的,不能满足要求,这样要求选择合适的裸片进行封装。
高温散热(85℃):
外形尺寸:
25.4X25.4X10mm(1X1X0.4inch)的表面积,用铜材,1.8W的温升近似等于18℃,取环境温度为85℃时,开关管的结温等于85℃+18℃=113℃。
若选择最高结温等于150℃的开关管,则余量为37℃。
在保证效率为88%的条件下,采用铜材外壳和加灌导热胶的方式可以满足高温运行,其结构示意图如图3.1所示:
图3.1模块整体结构示意图
由于外形尺寸较小,这样采用四层PCB布线,元器件采用双面表贴安装,变压器也采用表贴变压器;
采用线圈控制同步整流管,去除传统采用同步整流IC控制。
要做到损耗小,在遴选器件必须考虑以下几方面:
低损耗的控制芯片;
ESR和ESL均为较小的磁介电容;
低损耗的MOSFET管(低导通电阻、小的栅极电荷);
低损耗的高频磁芯;
低损耗的整流器件,采用同步整流技术。
3.2解决方法
方案一:
完全摒弃传统的反馈技术,采用全新的控制芯片LT3748控制
LT3748的主要优点为:
(1)临界导电模式/变频控制。
①消除了整流二极管的反向恢复电流造成的损耗;
②由于临界模式和变压器漏感的作用开关管工作在ZCS开启;
开关管的输出电容作用开关管是ZVS关断,故开关管无开关损耗,只有导通损耗;
③减少开关管输出电容的功耗。
(2)原边电压反馈技术,无需光耦或变压器第三绕组和基准电源TL431;
提高效率和可靠性,减少了非线性误差、成本以及体积。
(3)提供低电压驱动,7V的驱动电压,大大减少了驱动功率;
与15V驱动相比,驱动功率减小3/4。
(4)改电压型误差放大为跨导型误差放大。
优点:
抗干扰能力强、响应速度快、稳定性好
不足:
静态误差大,调整率要求高的系统不能用;
输入失调电压和输入偏置电流特性差,因此需要温度补偿技术,而LT3748带有温度补偿技术很好的解决了这个问题。
(5)峰值电流控制模式,可以满足宽输入电压范围:
12.5~50V。
(6)采用COS技术,使得芯片的功耗很小:
静态工作电流为1.3mA.在最大电压Vin=50V,功耗为50×
1.3mA=65mW。
(7)温度补偿技术:
系统可在宽温度范围内保持稳定。
即开环增益几乎与温度无关。
这就是为什么芯片的测试温度范围为-50℃~125℃的原因。
(8)轻载DCM工作模式,减小空载和轻载的损耗。
LT3748的主要缺点为:
(1)由于采用变频控制,变压器工作在临界模式,电流峰峰值大,在MOS关断时电流会有振荡,故MOS的关断损耗很大。
(2)由于变压器工作在临界模式,输入电压时工作频率较低,输入电压高时工作频率较高,这样在高输入电压时由MOS管的DS结电容引起的开关损耗会很大,而且变压器的漏感也会增加MOS管的DS两端电压,这样要实现宽范围高效就很困难。
(3)由于变压器工作在临界模式,输入电流的纹波会很大。
(4)由于上面的3个原因,在选择工作频率时越低越好,这样要求磁芯会很大,体积会增大。
技术难点及解决方法:
(1)在高压输入时的效率问题是个难点。
随着输入电压的升高,工作频率会增加,由MOS关断电流振荡及MOS管的DS结电容引起的关断损耗会增大,这样很难满足高压输入效率的要求。
尽量增大磁芯,降低工作频率,在原理样机中15W采用ER14.5的磁芯,30W采用ER18的磁芯,为了提高效率拟在下一步实验中15W采用ER18的磁芯,30W采用ER23的磁芯。
(2)同步整流驱动问题是个难点。
由于变压器工作在临界模式并且采用线圈控制同步整流驱动MOS,若驱动电压过高造成有环流现象,使得效率变低;
若驱动电压过低造成MOS没有完全导通,这样会增加MOS的导通损耗。
而由于变压器绕线匝数较少(一般不会超10匝),这样很难准确的控制同步整流线圈的匝数。
如果采用同步整流芯片控制同步整流管会增加损耗。
这样就要求我们选取导通门槛电压低的MOS,实验证明选取门槛电压低的专用同步整流MOS(1.2V-2.8V),同步整流驱动电压一般要在2.5和3.5V之间最佳。
方案二:
采用ISL6843为主控芯片设计,主要在器件选取与工艺做深入的研究。
与传统的ISL6843控制相比,主要在细节上做一些改动:
(1)采用同步整流;
(2)峰值电流取样采用变压器取样;
(3)采用推挽外接电源驱动控制芯片;
(4)同步整流管采用线圈驱动,无需外加控制IC。
现在市面上有采用ISL6843控制的模块,像台湾P-DUKE公司生产LCD系列产品,其技术指标和本项目的相似,均采用传统的TLV431和光耦控制,但是要在器件选取与制作工艺上做深入的研究。
3.3结构特点及散热和关键技术
(1)结构特点
封闭式模块电源主要由插针、顶盖、外壳和PCB零件构成。
由于外形尺寸较小,PCB安装在封闭的铜壳体中,解决散热的方式是采用铜基板和灌注导热封胶,这样热量通过导热胶传导散热,通过铜外壳辐射散热。
结构上采用PCB安装在封闭的铜壳体中,壳中灌注导热胶;
解决好关键零件工艺问题。
由于采用多层板,良好的导热特性保证整个电源板的温度平衡,增强散热效果,不至于功率器件局部温度过高,影响使用寿命和可靠性。
(2)关键零件工艺
插针应具有良好的焊接性和导电性,通常采用黄铜H62或紫铜T2,且表面一般采用镀金作为防腐措施,以提高插针的可焊性及导电性。
壳体与顶盖通常采用铜板折弯而成,四角缝隙不得大于0.2mm,表面处理采用氧化发黑处理即可,增加辐射散热。
(3)PCB设计工艺
PCB设计对于灌胶模块在布局时要考虑排气孔,排气孔的设计尽量在变压器等大器件附近,开孔尺寸尽量大,最小直径大于2mm。
PCB设计时内层铺铜尽量铺满,这样有利于PCB散热并减小其翘曲度。
多层后铜PCB的层间结构设计要注意芯板、绝缘层、埋孔和盲孔不能任意设置。
4原理框图及工作原理
4.1.1原理框图
采用LT3748为主控芯片的原理框图为图4.1所示:
图4.1LT3748为主控芯片的原理框图
采用ISL6843为主控芯片的原理框图如图4.2所示
图4.2ISL6843为主控芯片的原理框图
4.1.2工作原理
根据框图逐项给出各部分的工作原理,难点部分重点写。
方案一的工作原理
方框1为电压采样电路,三极管Q1和Q2的放大倍数相同,20uA的电流源为Q1提供偏置。
当MOS管关断时开始采样输出电压,其工作原理为此时Q1基极电压为
,Q2发射极电压也为
,而MOS管两端电压为
(n为变压器原副边匝比),此时加在反馈电阻RFB两断电压为
,则流经RFB的电流与经过RREF的电流基本相等,此时RREF上的电压与输出电压和n成一定的比例关系,真实的反映出输出电压。
方框2为误差放大电路,采样电压进入误差放大器的反相输入端,与基准电压比较放大输出一个电流信号,经过反馈回路RC、CC将电流信号变为电压,因此误差放大器为跨导放大器。
方框3为温度补偿电路,使系统在宽温度范围内保持稳定,使得环路增益与温度无关。
方框4为临界模式检测电路,当比较器A1的反相输入端电压小于0.55V时表明此时电感电流降为零,即变压器储能为零,A1输出为高,置S为1,使MOS重新导通。
下面简单的介绍下采用ISL6843为主控芯片的原理框图。
下面逐一介绍主要的工作原理:
方框1中为自启动电路,反激电路传统的启动电路一般由RC构成,但是由于该模块供电电压较低,最低12.5V工作,这样就要求新的启动电路。
此电路为一个应用调整管实现的稳压电路,主要的工作原理为当输入电压高于10V时,稳压管D6开始稳压,此时Q1放大导通,则Q2也开始放大导通给供电电容C6和C19充电,使得输出电压稳定在约为10V,此时ISL6843开始工作。
当ISL6843工作后,由供电线圈和D9组成的供电电路开始工作,当供电电路的电压大于10V时,稳压管D6正向导通,此时启动电路关闭。
方框2为峰值电流取样电路,采用线圈取样,这里不做赘述。
这里主要介绍一下从输入电压接入R15的作用,由于该模块输入电压范围较宽(12.5V-50V),普通的峰值电流控制电压调整率很难满足要求。
而加入R15后,相当于前馈加强了,即输入电压越高,输入电流限制越小,这样很容易满足电压调整率要求。
方框3为谐波补偿电路,利用三极管将ISL68434脚产生的锯齿波引入到峰值电流输入脚。
方框4为一个推挽驱动电路,由于工作频率较高(350KHz),ISL6843输出驱动电流为1A,这样很驱动的上升时间相对于周期时间很长,影响管子的导通,采用推挽驱动后,供电由外部供电电路供给,很好的解决了这个问题。
方框5为一个同步整流电路,采用同步线圈控制,原理较简单,这里不做赘述。
方框6为过流保护电路,此电路还在调试中。
其基本原理为当过载到一定程度时,输出电压会跌落,此时ISL68431脚升高于一定值时,比较器输出为低,此时光耦的输出端被箝位低,MOS关断,实现过流保护。
方框7为电压采样及补偿控制电路,这里不做赘述。
5关键参数设计及元器件选取
(1)功率器件选取与损耗计算
主管:
150V管子
损耗(W)
50V输入
28V输入
12.5V输入
管型
15V输出
5V输出
备注(15W)
SiR838DP
0.16127
0.16158
0.13018
0.13285
0.1738
0.18349
35A
备注(30W)
0.22755
0.24
0.2343
0.2541
0.46748
0.51293
同步整流管:
100V(当输出为15V时的整流管)
12.5输入
Si7454DP
0.07074
0.05966
0.1072
7.8A
SiR432DP
0.11613
0.13369
0.3048
28A
50V(含高于50V的管子)(当输出为5V时的整流管)
Si7164DP
0.13493
0.12875
0.17267
60A
0.17999
0.21229
0.41672
(2)采用LT3748控制,输出功率为15W变压器计算:
假定磁芯不饱和,原边电感量Li和副边电感量Lo为常数,开关管为理想开关。
对于临界导通状态,0时刻原边电流为零,DT时刻电感电流为
原边在一个周期内获得的能量为
转换效率为η,工作频率为f,输出功率为
周期末副边电流为0,开关管截止时间用Do表示,有
定义单圈电感量为Lr,则有:
可以推导出
在输入电压一定、周期一定的时候,占空比越大,原边电感越小,电流峰值越大,输入功率和输出功率越大。
若Li变大,为保证输出功率不变,要求D也变大。
因为D最大为0.5,若Li变大幅度太大,超出D变化可调节的范围,则输出功率必然变小。
磁芯工作频率选择在250K,变频频率可以下降到几十K,应选择工作频率500K以下的宽温度范围,低损耗高频铁氧体材料,根据昆山锰锌铁氧体材料手册,应选择DMR90或DMR95材料磁芯。
对应TDK磁芯型号为PC90或PC95材料。
其中,95材料具有更高的初始导磁率,使用频率较低(<400K)宽温度范围磁损小,90材料初始导磁率较低,使用频率较高(<500K),因此选用PC95材料。
PC95材料磁损系数为280~350mW/cm3,测试条件为100KHz,200mT。
选择PC95ER14其Aw=5.84mm2,Ae=17.6mm2。
其Aw*Ae=102.8mm4。
根据公式Aw*Ae=Pout*106/(2*ko*kc*f*Bm*j*η)=99.2mm4,其中Aw为窗口面积;
Ae为磁芯截面积;
ko为窗口填充系数<1,一般取0.4~0.6,此处取0.4;
kc为磁芯截面积填充系数=1;
f为工作频率取250K;
Bm为饱和磁通密度,PC95材料最大可以选择为3900Gs(100℃),安全起见选择2800Gs;
j为电流密度,取4A/mm2;
η取0.9,Pout为变压器输出功率,考虑过功率输出取20W。
此时计算原边匝数为4.9圈,取为5圈。
计算气隙长度为0.183mm。
此时可得副边圈数为6匝(输出15V)和2匝(输出5V)。
(3)采用ISL6843控制,输出功率为15W变压器计算:
假设当输出功率为半载时工作在临界模式,此时
其中
,D为最大占空比0.5
选择对应TDK磁芯型号为PC90或PC95材料。
其中,95材料具有更高的初始导磁率,使用频率较低(<400K)宽温度范围磁损小,90材料初始导磁率较低,使用频率较高(<500K),因此选用PC95材料。
选择PC95ER11其Aw=4.956mm2,Ae=11.9mm2。
其Aw*Ae=58.98mm4。
根据公式Aw*Ae=Pout*106/(2*ko*kc*f*Bm*j*η)=52.88mm4,其中Aw为窗口面积;
f为工作频率取350K;
Bm为饱和磁通密度,PC95材料最大可以选择为3900Gs(100℃),安全起见选择3000Gs;
j为电流密度,取5A/mm2;
此时计算原边匝数为7.8圈,取为8圈。
计算气隙长度为0.2mm。
此时可得副边圈数为10匝(输出15V)和3匝(输出5V),供电线圈为8匝,同步整流为2匝(输出15V)和2匝(输出5V)。
6建模与仿真
方案一的模型现在还没建出来,后续会给出。
下面给出方案二的控制仿真模型:
在复频域下,反激式开关电源电路可等效成如图6.1所示的理论模型,图6.2所示为反激电路电路图。
图6.1反激电路模型结构图
其中,
是补偿网络传函,
是功率级传递函数,
输出信号,
为参考电压象函数。
图6.2反激电路电路图
(1)功率级
传递函数
是误差放大器的直流基准值,
是负载电阻,
是输出电容,
是输出电容的ESR电阻。
(2)补偿网络
本文中的单端反激电路所选用的是积分反馈网络,如图6.3所示。
图6.3反馈网络示意图
反馈网络的传递函数为:
、
是图6.3中补偿网络的电阻和电容。
(3)参数选择
单端反激电路系统主要参数为:
反激变压器变比n=Npri/Nsec=8/10;
输入电压Vin=12.5-50V;
输
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