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3.2.1共模抑制比KCMR为有限值的情况13
四错误分析15
4.1错误的特征与解决方案15
五测试结果与分析16
两路均流输出DC/DC电源
摘要
本项目是通过输入5V直流电压,产生两路8V稳定输出的并联工作的直流电源系统,所以需要升压即boost电路。
系统包括两路DC/DC变换模块、均流模块、输出模块、电压电流采集模块。
DC/DC变换器采用两片MC34063芯片构成两路DC/DC变换模块,输出8V稳定直流电压,精度控制在8.00+0.01V之内。
均流模块通过电位器,使两路电流比在1:
1到1:
2之内可调。
通过单片机控制,采集两路的电压电流能够在彩屏上显示,显示精度为八位AD,本系统还具有过流保护功能,能安全稳定持久的工作。
关键词DC/DC变换器MC34063PWM控制单片机
一方案论证
本系统主要由DC/DC模块、均流模块和过流与单片机采集电压电流模块组成,下面分别对并联均流控制方法、DC/DC主回路拓扑、单片机程序的调试、控制方法论证分析。
图1-1系统原理框图
1.1DC-DC变换输出电压的论证与选择
1.1.1DC-DC变换
线性稳压电源效率低,所以通常不适合于大电流或输入、输出电压相差大的情况。
开关电源的效率相对较高,而且效率不随输入电压的升高而降低,电源通常不需要大散热器,体积较小,因此在很多应用场合成为必然之选。
DC-DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压,功能是将直流电变为另一固定电压或可调的直流电,也称为直流斩波。
斩波器的工作方式有两种,一是脉宽调制周期不变,改变导通占空比的方式来调节;
二是频率调节方式,导通时间不变,改变周期。
具体的电路拓扑结构为:
Boost电路——升压斩波器,其输出平均电压Uo大于输入电压Ui,极性相同。
电路图如图1-2所示:
图1-2Boost电路
Boost电路又称升压开关电路,其开关管VT是并联在输入端和输出端之间,VT受占空比为D的脉冲调制,交替导通和截止,所以流经二极管VD的电流时脉动电流。
电容器C是滤波作用,使负载具有连续平滑的电流。
Buck—Boost电路——降压或升压斩波器,其输出平均电压Uo大于或小于输入电压Ui,极性相反,电感传输。
Cuk电路——降压或升压斩波器,其输出平均电压Uo大于或小于输入电压Ui,极性相反,电容传输。
通过题目要求与性能的比较,本系统采用Boost升压电路。
1.1.2调制方式
在DC-DC控制电路中,常用的调制方式有两种方案:
方案一:
脉宽调制(PWM)
原理:
采用某一固定频率进行开关切换,并通过调节脉冲宽度来实现对输出电压的控制。
方案二:
变频调制(PFM)
保持开关导通时间不变,改变开关周期。
方案一的优点是频率固定,容易控制;
缺点是效率比PFM低。
方案二固定占空比,改变频率不易控制。
通过各种性能的比较,本系统采用Boost升压电路的方案一。
1.2均流模块的论证与选择
在电压大小受限的情况下,想大幅度的提升电源的工作功率,均流就是很好的解决方案。
在开关电源设计中,一般常用的均流方法有四种方案:
Droop法
Droop法也就是“下垂法”,是调节功率变换模块的外特曲线的倾斜度实现并联均流的。
功率变换模块的外性曲线即是它的阻抗Z,当负载电流变化时,模块的输出电压相应的变化。
优点是这种方法简单,在重载时均流特性好一点。
缺点是电流调节大的模块,它的电压调整效率随之变差。
在电源运行一段时间后,元器件的性能发生变化,此时应重新调整。
主从模块法
在许多开关电源模块中有双控制环路,内环为电流环,外环为电压环,这类开关电源系统适合用主从模块法来实现均流。
主从模块法是在并联运行的几个模块中,设定一个“主模块”,其余的为“从模块”,从模块跟随主模块分配电流,实现均流。
缺点是一旦主模块出现故障,整个系统电源都无法正常工作,且它的电压频带较宽,抗干扰能力差,主从模块之间必须有通信联系,整个电源系统复杂化。
方案三:
自主均流法
在n个并联的模块中,以输出电流最大的模块自动设为主模块,而其余的模块为从模块。
从模块以均流母线上的电流信号作为本模块的电流基准,跟踪基准信号,同时调整变换器的输出电压,达到均流的目的。
优点是均流精度高,动态响应好。
缺点是因为均流主模块是不确定的,电路中的来回变换会引起自激振荡。
图1-3均流原理框图
方案四:
一种简单的均流方法
均流的实质是通过改变输出电压的变化来实现均流,因此,我们可以在采样电压处串联上一个电位器,通过调动电位器改变采样电压从而影响脉宽调制,达到均流的目的。
优点是电路简单,易操作。
缺点是均流的精度不是非常高。
通过比较,方案四简单,容易实现,而且采用的芯片和器件较少,经济实用,故我们采用方案四。
1.3单片机采集模块
本模块通过单片机控制,采集两路的电压电流能够在彩屏上显示,显示精度由八位AD转换器提供。
电压采集:
通过在每个模块的输出端采集电压,经过单片机控制、AD转换后,在彩屏上显示,精度系数由八位AD转换器提供。
电流采集:
利用精密的采样小电阻,把电流转换成电压输入到单片机中,原理图如图1-4所示:
图1-4电流采样电路
二设计与计算
2.1DC-DC原理框图设计
电路转换的原理图如图2-1所示:
图2-1系统原理框图
本系统分为PWM模块,滤波电路,采样电路和开关电源频率控制电路组成。
输入电压为5V,经过主电路上电感L1,电容C2的储能,在PWM开关闭合后两者放电,达到8V的直流电压。
其中,R1精密小电阻是为芯片MC34063提供过流保护的采样电流,R4、R5、R3组成采样电压的电路,C3电容是滤波电路,降低纹波系数,1号引脚连接的电容Ct决定电路的频率大小。
2.1.1PWM控制方法
DC-DC转换电路中的PWM控制芯片为MC34063,其内部电路原理图如图2-2所示:
图2-2PWM芯片MC34063原理图
DC-DC的变换是由PWM芯片MC34063组成,MC34063是一单片双极型线性集成电路,专用于直流-直流变换器控制部分。
片内包含有温度补偿带隙基准源、一个占空比周期控制振荡器、驱动器和大电流输出开关,能输出1.5A的开关电流。
它能使用最少的外接元件构成开关式升压变换器、降压式变换器和电源反向器。
MC34063电路原理:
振荡器通过恒流源对外接在CT管脚(3脚)上的定时电容不断地充电和放电以产生振荡波形。
充电和放电电流都是恒定的,振荡频率仅取决于外接定时电容的容量。
与门的C输入端在振荡器对外充电时为高电平,D输入端在比较器的输入电平低于阈值电平时为高电平。
当C和D输入端都变成高电平时触发器被置为高电平,输出开关管导通;
反之当振荡器在放电期间,C输入端为低电平,触发器被复位,使得输出开关管处于关闭状态。
2.2参数的计算
对芯片MC34063进行各项的参数计算:
图2-3系统原理框图
芯片MC34063的输出电压为由R2和R1的阻值决定:
Vout=1.25V(1+R2/R1)(2.2.1)
由于R1=R4//R5=5K;
R3=27K
故Vout=1.25*(1+5.4)=8V;
(2.2.1)
定时电容决定内部工作频率为:
Ct=0.000004*Ton(2.2.3)
内部工作频率Fon=1/Ton(工作频率):
Ct=200pF(2.2.4)
所以Fon=20KHZ(2.2.5)
即Ipk=2*Iomax*T/Toff(2.2.6)
限流电阻Rsc:
Rsc=0.33/Ipk(决定输出电流)(2.2.7)
电感Lmin=(Vimin-Vces)*Ton/Ipk(2.2.8)
实现大的占空比,电感选用200mH
滤波电容C2、C3,决定输出电压纹波系数:
C2=Io*Ton/Vp-p(纹波系数)(2.2.9)
即C2=100uF就可以满足要求且纹波系数Vp-p<
10mV
固定值参数:
Vces=1.0V Ton/Toff=(Vo+Vf-Vimin)/(Vimin-Vces)
Vimin:
输入电压不稳定时的最小值
Vf=1.0V快速开关二极管正向压降
2.3过流保护的分析
电流限制(参照图2-2)通过检测连接在VCC(即6脚)和7脚之间采样电阻(Rsc)上的压降来完成,当检测到电阻上的电压降接近超过300mV时,电流限制电路开始工作,这时通过CT管脚(3脚)对定时电容进行快速充电以减少充电时间和输出开关管的导通时间,结果是使得输出开关管的关闭时间延长。
三数据处理
3.1Boost电路的相关数据分析处理
下图为Boost型变换器的拓扑结构,其中L为升压电感,D为二极管,C为滤波电容,SW是由控制电路决定的周期性导通的开关。
图3-1Boost变换器拓扑结构
当开关导通时,能量被储存在电感中而没有传到输出端,可根据电感方程
可以得出:
(3.1.1)
假如设输入电压Vin不变,则:
(3.1.2)
其中
为开关导通前流过电感的电流。
由此可看出,当开关导通时,电感电流线性上升,当
时,电感电流达到最大值,其值为:
(3.1.3)
当开关断开时,电感电压反向,反向的电感电压与电源电压叠加之后,组合成了新的输入电压,输入电压通过二极管和负载电容,为负载提供能量。
则有:
(3.1.4)
在t1时,电感的电流为:
(3.1.5)
当
时刻,电感的电流最小,且其值为:
(3.1.6)将
公式带入公式3-3,整理后可以得到:
(3.1.7)
处理方案:
DC/DC转换器34063开关管允许的峰值电流为1.5A,超过这个值可能会造成34063永久损坏。
由于通过开关管的电流为梯形波,所以输出的平均电流和峰值电流间存在一个差值。
如果使用较大的电感,这个差值就会比较小,这样输出的平均电流就可以做得比较大。
3.2集成运放的误差分析与处理
3.2.1共模抑制比KCMR为有限值的情况
图为Boost型变换器的拓扑结构,其中L为升压电感,D为二极管,C为滤波电容,SW是由控制电路决定的周期性导通的开关。
图3-2Boost变换器拓扑结构
(3-2-1)
(3-2-2)
(3-2-3)
(3-2-4)
(3-2-5)
(3-2-6)
将
公式带入公式2-7,整理后可以得到:
(3-2-7)
方案:
AVD和KCMR越大,AVF越接近理想情况下的值,误差越小。
四错误分析
4.1错误的特征与解决方案
在搭建完电路板后进行调试,在其中,错误类型很多,有的一眼就能发现,有的会让你花上两天的时间,所以说调试是整个设计过程的灵魂,所以列举几个具有典型的错误加以分析。
1.占空比调不上去:
错误描述:
在搭建DC-DC转换电路时,空载输出8V,但是在加上负载(40Ω)后,输出电压无法达到8V,测量采样电压值小于1.25V。
错误分析与解决:
采样电压升不上去,这说明我们使用的PWM控制芯片的占空比已经达到饱和,根据MC34063的数据手册可知,调节定时电容Ct和电感L1可以改变芯片的占空比,所以我们换上较大的电感后,电路在加负载时也正常输出8V电压。
2.二极管烧坏:
在测试电压输出时,第一路控制芯片突然发热,输出电压为电源输入值。
我们首先怀疑是芯片烧坏了,但取下的第一路芯片在第二路电路中能正常工作,在分析主电路图2-1时发现,导致芯片发热的原因可能二极管反向导通使芯片电流过大,最后我们测试二极管果然烧坏,所以更换二极管成IN5819。
五测试结果与分析
经过不断的调试,我们得出了以下的结论:
1、系统两路输出都能达到稳定的8V,且精度能控制在8.00+0.01V之内。
2、当输出电流100mA时,输入电压Ui变化范围为5V±
1V,题目要求输出电压的Uo的变化小于±
0.01V,但我们的系统输出电压没有变化。
3、控制器输出电源PWM的频率设置为20KHZ。
4、当两路并联输出向一个负载供电时,两路均流比在1:
2之内可调,能在单片机屏幕上显示,且示数几乎维持稳定不变。
5、在输入电压为5V时,输出电流从0变化到100mA,输出电压变化小于±
0.01V,几乎不变。
6、输入电压为5V,输出电压为8V,输出电流为100mA时,交流纹波电压小于8mV
综上所述,本系统较好的完成了题目的要求。
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