LDO稳压器工作原理详细分析Word下载.docx
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稳压器的工作原理(RegulatorOperation)
所有的稳压器,都利用了相同的技术实现输出电压的稳定(图4:
稳压器工作原理图)。
输出电压通过连接到误差放大器(ErrorAmplifier)反相输入端(InvertingInput)的分压电阻(ResistiveDivider)采样(Sampled),误差放大器的同相输入端(Non-invertingInput)连接到一个参考电压Vref。
参考电压由IC内部的带隙参考源(BandgapReference)产生。
误差放大器总是试图迫使其两端输入相等。
为此,它提供负载电流以保证输出电压稳定:
Vout=Vref(1+R1/R2)
(4)
性能比较(PerformanceComparison)
NPN,LDO和准LDO在电性能参数上的最大区别是:
跌落电压(Dropout
Voltage)和地脚电流(GroundPinCurrent).跌落电压前文已经论述。
为了便于分析,我们定义地脚电流为Ignd(参见图4),并忽略了IC到地的小偏置电流.那么,Ignd等于负载电流IL除以导通管的增益。
NPN稳压器中,达林顿管的增益很高(HighGain),所以它只需很小的电流来驱动负载电流IL。
这样它的地脚电流Ignd也会很低,一般只有几个mA。
准LDO也有较好的性能,如国半(NS)的LM1085能够输出3A的电流却只有10mA的地脚电流.
然而,LDO的地脚电流会比较高。
在满载时,PNP管的β值一般是15~20。
也就是说LDO的地脚电流一般达到负载电流的7%。
NPN稳压器的最大好处就是无条件的稳定,大多数器件不需额外的外部电容。
LDO在输出端最少需要一个外部电容以减少回路带宽(LoopBandwidth)及提供一些正相位转移(PositivePhaseShift)补偿。
准LDO一般也需要有输出电容,但容值要小于LDO的并且电容的ESR局限也要少些。
反馈及回路稳定性(FeedbackandLoopStability)
所有稳压器都使用反馈回路(FeedbackLoop)以保持输出电压的稳定。
反馈信号在通过回路后都会在增益和相位上有所改变,通过在单位增益(UnityGain,0dB)频率下的相位偏移总量来确定回路的稳定性.
波特图(BodePlots)
波特图(BodePlots)可用来确认回路的稳定性,回路的增益(LoopGain,单位:
dB)是频率(Frequency)的函数(图5:
典型的波特图)。
回路增益及其相关内容在下节介绍.回路增益可以用网络分析仪(Network
Analyzer)测量。
网络分析仪向反馈回路(Feedback
Path)注入低电平的正弦波(Sine
Wave),随着直流电压(DC)的不断升高,这些正弦波信号完成扫频,直到增益下降到0dB.然后测量增益的响应(GainResponse).
波特图是很方便的工具,它包含判断闭环系统(Closed-loopSystem)稳定性的所有必要信息。
包括下面几个关键参数:
环路增益(Loop
Gain),相位裕度(PhaseMargin)和零点(Zeros)、极点(Poles)。
回路增益(LOOPGAIN)
闭环系统(Closed—loopSystem)有个特性称为回路增益(LoopGain)。
在稳压电路中,回路增益定义为反馈信号(FeedbackSignal)通过整个回路后的电压增益(VoltageGain).为了更好的解释这个概念,LDO的结构框图(图2)作如下修改(图6:
回路增益的测量方法)。
变压器(Transformer)用来将交流信号(ACSignal)注入(Inject)到“A”、“‘B"
点间的反馈回路。
借助这个变压器,用小信号正弦波(Small-signalSineWave)来“调制”(modulate)反馈信号。
可以测量出A、B两点间的交流电压(ACVoltage),然后计算回路增益。
回路增益定义为两点电压的比(Ratio):
LoopGain=Va/Vb
(5)
需要注意,从Vb点开始传输的信号,通过回路(Loop)时会出现相位偏移(PhaseShift),最终到达Va点。
相位偏移(PhaseShift)的多少决定了回路的稳定程度(Stability)。
反馈(FEEDBACK)
如前所述,所有的稳压器都采用反馈(Feedback)以使输出电压稳定。
输出电压是通过电阻分压器进行采样的(图6),并且该分压信号反馈到误差放大器的一个输入端,误差放大器的另一个输入端接参考电压,误差放大器将会调整输出到导通管(PassTransistor)的输出电流以保持直流电压(DCValtage)的稳定输出。
为了达到稳定的回路就必须使用负反馈(NegativeFeedback).负反馈,有时亦称为改变极性的反馈(degenerativefeedback),与源信号的极性相反(图7:
反馈信号的相位示意图)。
负反馈与源(Source)的极性相反,它总会阻止输出的任何变化。
也就是说,如果输出电压想要变高(或变低),负反馈回路总会阻止,强制其回到正常值。
正反馈(PositiveFeedback)是指当反馈信号与源信号有相同的极性时就发生的反馈。
此时,回路响应会与发生变化的方向一致。
显而易见不能达到输出的稳定,不能消除输出电压的改变,反而将变化趋势扩大了。
当然,不会有人在线性稳压器件中使用正反馈。
但是如果出现180°
的相移,负反馈就成为正反馈了。
相位偏移(PHASESHIFT)
相位偏移就是反馈信号经过整个回路后出现的相位改变(PhaseChange)的总和(相对起始点)。
相位偏移,单位用度(Degrees)表示,通常使用网络分析仪(networkanalyzer)测量。
理想的负反馈信号与源信号相位差180°
(如图8:
相位偏移示意图),因此它的起始点在-180°
。
在图7中可以看到这180°
的偏置,也就是波型差半周.
可以看到,从-180°
开始,增加180°
的相移,信号相位回到零度,就会使反馈信号与源信号的相位相同,从而使回路不稳定。
相位裕度(PHASEMARGIN)
相位裕度(PhaseMargin,单位:
度),定义为频率的回路增益等0dB(单位增益,UnityGain)时,反馈信号总的相位偏移与-180°
的差。
一个稳定的回路一般需要20°
的相位裕度。
相位偏移和相位裕度可以通过波特图中的零、极点计算获得。
极点(POLES)
极点(Pole)定义为增益曲线(Gaincurve)中斜度(Slope)为-20dB/十倍频程的点(图9:
波特图中的极点)。
每添加一个极点,斜度增加20dB/十倍频程。
增加n个极点,n×
(-20dB/十倍频程)。
每个极点表示的相位偏移都与频率相关,相移从0到-90°
(增加极点就增加相移).最重要的一点是几乎所有由极点(或零点)引起的相移都是在十倍频程范围内。
注意:
一个极点只能增加-90°
的相移,所以最少需要两个极点来到达-180°
(不稳定点)。
零点(ZEROS)
零点(Zero)定义为在增益曲线中斜度为+20dB/十倍频程的点(如图10:
波特图中的零点).零点产生的相移为0到+90°
,在曲线上有+45°
角的转变。
必须清楚零点就是“反极点”(Anti-pole),它在增益和相位上的效果与极点恰恰相反。
这也就是为什么要在LDO稳压器的回路中添加零点的原因,零点可以抵消极点.
波特图分析
用包含三个极点和一个零点的波特图(图11:
波特图)来分析增益和相位裕度。
假设直流增益(DCgain)为80dB,第一个极点(pole)发生在100Hz处.在此频率,增益曲线的斜度变为-20dB/十倍频程。
1kHz处的零点使斜度变为0dB/十倍频程,到10kHz处斜度又变成-20dB/十倍频程。
在100kHz处的第三个也是最后一个极点将斜度最终变为-40dB/十倍频程。
图11中可看到单位增益点(UnityGainCrossover,0dB)的交点频率(CrossoverFrequency)是1MHz。
0dB频率有时也称为回路带宽(LoopBandwidth)。
相位偏移图表示了零、极点的不同分布对反馈信号的影响。
为了产生这个图,就要根据分布的零点、极点计算相移的总和。
在任意频率(f)上的极点相移,可以通过下式计算获得:
极点相移=-arctan(f/fp)
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在任意频率(f)上的零点相移,可以通过下式计算获得:
零点相移=—arctan(f/fz)
(7)
此回路稳定吗?
为了回答这个问题,我们根本无需复杂的计算,只需要知道0dB时的相移(此例中是1MHz)。
前两个极点和第一个零点分布使相位从—180°
变到+90°
,最终导致网络相位转变到-90°
最后一个极点在十倍频程中出现了0dB点。
代入零点相移公式,可以计算出该极点产生了-84°
的相移(在1MHz时)。
加上原来的—90°
相移,全部的相移是—174°
(也就是说相位裕度是6°
)。
由此得出结论,该回路不能保持稳定,可能会引起振荡。
NPN稳压器补偿
NPN稳压器的导通管(见图1)的连接方式是共集电极的方式。
所有共集电极电路的一个重要特性就是低输出阻抗,意味着电源范围内的极点出现在回路增益曲线的高频部分.
由于NPN稳压器没有固有的低频极点,所以它使用了一种称为主极点补偿(dominantpolecompensation)的技术.方法是,在稳压器的内部集成了一个电容,该电容在环路增益的低频端添加了一个极点(图12:
NPN稳压器的波特图)。
NPN稳压器的主极点(Dominant
Pole),用P1点表示,一般设置在100Hz处.100Hz处的极点将增益减小为-20dB/十倍频程直到3MHz处的第二个极点(P2).在P2处,增益曲线的斜率又增加了-20dB/十倍频程。
P2点的频率主要取决于NPN功率管及相关驱动电路,因此有时也称此点为功率极点(Ppowerpole).另外,P2点在回路增益为-10dB处出现,也就表示了单位增益(0dB)频率处(1MHz)的相位偏移会很小.
为了确定稳定性,只需要计算0dB频率处的相位裕度。
第一个极点(P1)会产生-90°
的相位偏移,但是第二个极点(P2)只增加了-18°
的相位偏移(1MHz处)。
也就是说0dB点处的相位偏移为-108°
,相位裕度为72°
,表明回路非常稳定.
需要两个极点才有可能使回路要达到-180°
的相位偏移(不稳定点),而极点P2又处于高频,它在0dB处的相位偏移就很小了。
LDO稳压器的补偿
LDO稳压器中的PNP导通管的接法为共射方式(commonemitter)。
它相对共集电极方式有更高的输出阻抗。
由于负载阻抗和输出容抗的影响在低频程处会出现低频极点(low-frequencypole)。
此极点,又称负载极点(loadpole),用Pl表示。
负载极点的频率由下式计算获得:
F(Pl)=1/(2π×
Rload×
Cout)
(8)
从此式可知,LDO不能通过简单的添加主极点的方式实现补偿。
为什么?
先假设一个5V/50mA的LDO稳压器有下面的条件,在最大负载电流时,负载极点(Pl)出现的频率为:
Pl=1/(2π×
Cout)=1/(2π×
100×
10—5)=160Hz文档为个人收集整理,来源于网络个人收集整理,勿做商业用途
(9)
假设内部的补偿在1kHz处添加了一个极点。
由于PNP功率管和驱动电路的存在,在500kHz处会出现一个功率极点(Ppwr)。
假设直流增益为80dB.在最大输出电流时的负载阻值为RL=100Ω,输出电容为Cout=10uF。
使用上述条件可以画出相应的波特图(如图13:
未补偿的LDO增益波特图)。
可以看出回路是不稳定的。
极点PL和P1每个都会产生-90°
的相移.在0dB处(此例为40kHz),相移达到了-180°
为了减少负相移(阻止振荡),在回路中必须要添加一个零点.一个零点可以产生+90°
的相移,它会抵消两个低频极点的部分影响.
因此,几乎所有的LDO都需要在回路中添加这个零点。
该零点一般是通过输出电容的等效串联电阻(ESR)获得的.
使用ESR补偿LDO
等效串联电阻(ESR)是电容的一个基本特性。
可以将电容表示为电阻与电容的串联等效电路(图14:
电容器的等效电路图).
输出电容的ESR在回路增益中产生一个零点,可以用来减少负相移.零点处的频率值(Fzero)与ESR和输出电容值密切相关:
Fzero=1/(2π×
Cout×
ESR)
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再看上一节的例子(图13),假设输出电容值Cout=10uF,输出电容的ESR=1Ω.则零点发生在16kHz。
图15的波特图显示了添加此零点如何使不稳定的系统恢复稳定。
回路的带宽增加了,单位增益(0dB)的交点频率从30kHz移到了100kHz。
到100kHz处该零点总共增加了+81°
相移(PositivePhaseShift)。
也就是减少了极点PL和P1造成的负相移(NegativePhaseShift)。
极点Ppwr处在500kHz,在100kHz处它仅增加了-11°
的相移。
累加所有的零、极点,0dB处的总相移为-110°
也就是有+70°
的相位裕度,系统非常稳定。
这就解释了选择合适ESR值的输出电容可以产生零点来稳定LDO系统。
ESR和稳定性
通常所有的LDO都会要求其输出电容的ESR值在某一特定范围内,以保证输出的稳定性。
LDO制造商会提供一系列由输出电容ESR和负载电流(LoadCurrent)组成的定义稳定范围的曲线(图16:
典型LDO的ESR稳定范围曲线),作为选择电容时的参考.
要解释为什么有这些范围的存在,我们使用前面提到的例子来说明ESR的高低对相位裕度的影响。
高ESR
同样使用上一节提到的例子,我们假设10uF输出电容的ESR增加到20Ω。
这将使零点的频率降低到800Hz(图17:
高ESR引起回路振荡的波特图)。
降低零点的频率会使回路的带宽增加,它的单位增益(0Db)的交点频率从100kHz提高到2MHz。
带宽的增加意味着极点Ppwr会出现在带宽内(对比图15)。
分析图17波特图中曲线的相位裕度,发现如果同时拿掉该零点和P1或PL中的一个极点,对曲线的形状影响很小。
也就是说该回路受到-90°
相移的低频极点和发生-76°
相移的高频极点Ppwr共同影响.
尽管有14°
的相位裕度,系统可能会稳定。
但很多经验测试数据显示,当ESR>10Ω时,由于其它的高频极点的分布(在此简单模型中未表示)很可能会引入不稳定性。
低ESR
选择具有很低的ESR的输出电容,由于一些不同的原因也会产生振荡.继续沿用上一节的例子,假定10uF输出电容的ESR只有50mΩ,则零点的频率会变到320kHz(图18:
低ESR引起回路振荡的波特图)。
不用计算就知道系统是不稳定的。
两个极点P1和PL在0dB处共产生了-180°
的相移.如果要系统稳定,则零点应该在0dB点之前补偿正相移。
然而,零点在320kHz处,已经在系统带宽之外了,所以无法起到补偿作用。
输出电容的选择
综上,输出电容是用来补偿LDO稳压器的,所以选择时必须谨慎。
基本上所有的LDO应用中引起的振荡都是由于输出电容的ESR过高或过低。
LDO的输出电容,通常钽电容是最好的选择(除了一些专门设计使用陶瓷电容的LDO,例如:
LP2985)。
测试一个AVX的4。
7uF钽电容可知它在25℃时ESR为1。
3Ω,该值处在稳定范围的中心(图16)。
另一点非常重要,AVX电容的ESR在-40℃到+125℃温度范围内的变化小于2:
1。
铝电解电容在低温时的ESR会变大很多,所以不适合作LDO的输出电容.
必须注意大的陶瓷电容(≥1uF)通常会用很低的ESR(<20mΩ),这几乎会使所有的LDO稳压器产生振荡(除了LP2985)。
如果使用陶瓷电容就要串联电阻以增加ESR。
大的陶瓷电容的温度特性很差(通常是Z5U型),也就是说在工作范围内的温度的上升和下降会使容值成倍的变化,所以不推荐使用。
准LDO补偿
准LDO(图3)的稳定性和补偿,应考虑它兼有LDO和NPN稳压器的特性。
因为准LDO稳压器利用NPN导通管,它的共集电极组合也就使它的输出极(射极)看上去有相对低的阻抗.
然而,由于NPN的基极是由高阻抗PNP电流源驱动的,所以准LDO的输出阻抗不会达到使用NPN达林顿管的NPN稳压器的输出阻抗那样低,当然它比真正的LDO的输出阻抗要低.
也就是说准LDO的功率极点的频率比NPN稳压器的低,因此准LDO也需要一些补偿以达到稳定。
当然了这个功率极点的频率要比LDO的频率高很多,因此准LDO只需要很小的电容,而且对ESR的要求也不很苛刻。
例如,准LDOLM1085可以输出高达3A的负载电流,却只需10uF的输出钽电容来维持稳定性。
准LDO制造商未必提供ESR范围的曲线图,所以准LDO对电容的ESR要求很宽松。
低ESR的LDO
国半(NS)的两款LCO,LP2985和LP2989,要求输出电容贴装象陶瓷电容一样超低ESR。
这种电容的ESR可以低到5~10mΩ。
然而这样小的ESR会使典型的LDO稳压器引起振荡(图18).
为什么LP2985在如此低ESR的电容下仍能够稳定工作?
国半在IC内部放置了钽输出电容来补偿零点.这样做是为了将可稳定的ESR的上限范围下降.LP2985的ESR稳定范围是3Ω到500MΩ,因此它可以使用陶瓷电容。
未在内部添加零点的典型LDO的可稳定的ESR的范围一般为100mΩ—5Ω,只适合使用钽电容并不适合使用陶瓷电容。
要弄清ESR取之范围上限下降的原因,请参考图15。
上文提到,此LDO的零点已被集成在IC内部。
因此外部电容产生的零点必须处在足够高的频率,这样就不能使带宽很宽.否则,高频极点会产生很大的相移从而导致振荡。
使用场效益管(FET)作为导通管LDO的优点
LDO稳压器可以使用P—FET(P沟道场效应管)作为导通管(图19:
P沟道场效应管LDO内部结构框图).为了阐述使用Pl-FETLDO的好处,在PNPLDO(图2)中要驱动PNP功率管就需要基极电流。
基极电流由地脚(groundpin)流出并反馈回反相输入电压端.因此,这些基极驱动电流并未用来驱动负载.它在LDO稳压器中耗损的功耗由下式计算:
PWR(BaseDrive)=Vin×
Ibase
(11)
需要驱动PNP管的基极电流等于负载电流除以β值(PNP管的增益)。
在一些PNPLDO稳压器中β值一般为15~20(与负载电流相关)。
此基极驱动电流产生的功耗可不是我们期望的(尤其是在电池供电的低功耗应用中)。
P沟道场效应管(P—FET)的栅极驱动电流极小,较好地解决这个问题。
P-FETLDO稳压器的另一个优点,是通过调整场效应管(FET)的导通阻抗(ON—resistance)可以使稳压器的跌落电压更低.对于集成的稳压器而言,在单位面积上制造的场效应功率管(FETpowertransistors)的导通阻抗会比双极型开关管(BipolarONPDevices)的导通阻抗低。
这就可以在更小封装(Packages)下输出更大的电流。
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