从《精通开关电源设计》整理出的反激变换器的设计步骤Word格式.docx
- 文档编号:18811016
- 上传时间:2023-01-01
- 格式:DOCX
- 页数:8
- 大小:143.10KB
从《精通开关电源设计》整理出的反激变换器的设计步骤Word格式.docx
《从《精通开关电源设计》整理出的反激变换器的设计步骤Word格式.docx》由会员分享,可在线阅读,更多相关《从《精通开关电源设计》整理出的反激变换器的设计步骤Word格式.docx(8页珍藏版)》请在冰豆网上搜索。
理论值,用于粗略估计占空比是否合适,后面用更精确的算法计算。
般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。
上面是先试着确定Vz,也可以先试着确定n,原则是n=Vin
/Vo,Vin可以取希望的工作输入电压,然后计算出Vor,Vz,
Dmax等,总之这是计算的“起步”过程,根据后面计算考虑实际情况对n进行调整,反复计算,可以得到比较合理的
选择。
5.负载电流Io
Io=Po/Vo,如果有多个二次绕组,可以用单一输出等效。
6.一次侧有效负载电流Ior
Ior=Io/n,由IorXNp=IoXNs得来。
7.占空比D
D=Iin/(Iin+Ior),其中
lin=Pin/Vin,而Pin=Po/X。
这
里Vin取Vinmin。
(见注释B)8.二次电流斜坡中心值Il
Il=Io/(1-D)9.一次电流斜坡中心值
Ilr
Ilr=Il/n10.峰值开关电流Ipk
Ipk=(1+0.5Xr)XIlr11.伏秒数
Et
Et=VinminXD/f,(Et=VonX
Ton=VinminXD/f)
12.一次电感Lp
Lp=Et/(IlrXr)13.磁芯选择
(1)Ve=0.7X(((2+「)八2)/r)X(Pin/f),Ve单位cmT;
f单位KHz,根据此式确定磁芯有效体积Ve,寻找符合此要
求的磁芯。
(见注释D)
(2)最适合反激变压器的磁芯是“ECores”和“UCores”,
“ETD'
、”ER'
、“RM'
这三种用于反激性能一般,而“PlanarE”、
“EFD'
、”EP'
、“P'
、”Ring'
型不适合反激变压器。
14.一次
xf),其中
3)材质选锰锌铁氧体,PC40比较常用且经济。
匝数Np
Np=(1+2/r)X(VonxD)/(2xBpkxAe
Von=Vinmin-Vq,Vq是开关管Q的导通压降;
Bpk不能
超过0.3T,一般反激变压器取0.3T;
Ae是磁芯的有效截面
积,从所选磁芯的参数中查的。
(公式推导见注释E,说明见
注释F)15.二次匝数Ns
Ns=Np/n,此值小数不可忽略时向上取整,女n1.62T取2T,
然后重新计算Np=Nsxn。
16.匝数调整后实际磁通密度变化范围验证
Bpk=Bpk0xNp0/Np,Bpk0、Np0是调整前的磁通密度峰
值和一次匝数。
(根据:
Bpk与匝数成反比)
dB=(2r/(r+2))XBpk17.气隙系数z
u是磁
z=(1/Lp)X(uXu0XAe/le)xNpA2,其中芯材料的相对磁导率,Ae、le分别是磁芯的有效截面积和有
效长度,这些参数由磁芯手册提供,u0是真空磁导率,值为
注释G)19.绕组导线的集肤深度hh=66.1X(1+0.0042X(T-20))/怦0.5,所得单位为mm,其中T是工作温度,可取80,即最高环境温度40摄氏度时
2h。
可以有40度的温升。
20.绕组导线的线径dd=2h,若选用铜皮,则铜皮厚度同样按此计算,即
21.绕组导线的电流承载能力Im
Im=PIX(d/2)A2XJ,其中J是电流密度,反激变压器
般取典型值493A/cm^2(400cmil/A)。
22.一次绕组导线的股数Mp
Mp=Ilr/Im23.二次绕组导线的股数Ms
Ms=Il/Im24.确定变压器组装结构根据上面计算的变压器各项参数,合理安排绕组排列、绝缘
安排等,绕组安排(从磁芯由近及远)可参考如下:
2)二次,反馈,一次,这种排法有利于一次绕组对磁芯
的绝缘安排。
半一次,二次/反馈,一半一次,这种排法有利于减
少漏感。
25.输出二极管的额定电流Idm
Idm=2XIo(见注释H)26.输出二极管的额定电压Vdm
Vdm=(1+20%)X(Vo+Vinmax/n)(见注释I)27.开关
管的额定电流Iqm
Iqm=2XllrX(DX(1+「八2/12))八0.5(见注释J)28.开
关管的额定耐压Vqm
Vqm=(1+20%)X(Vor+Vinmax)(见注释K)29.输入电容值Cin
Cin=KcpXPo/X,系数Kcp取经验值3uF/W。
30.输
入电容额定电流纹波Icind
Icind=Ilr(DXX1-D+「八2/12))八0.5(见注释L)31.输入
电容的耐压Vcin
Vcin=(1+30%)XVinmax,30%为保留裕量。
32.输出电容值Co
Co=IoXD/(fXVopp),(见注释M)33.输出电容额定电流纹波Icod
Icod=IoX((D+「八2/12)/(1-D))A0.5(见注释N)34.输
出电容的耐压Vco
D1的耐压Vd1
极管的电流Id1
Llk=LpX0.05,根据经验取一次电感的5%,一般反激变
压器为2%〜20%。
38.齐纳管功率Pz
Pz=LIkXIp"
2X(Vz/(Vz-Vor))Xf,此处为2倍计算的功率值以留足够裕量。
(见注释A)
齐纳管损耗可能会比较大,以致无法找到合适器件,所以需
电路对漏感尖峰进行吸收,下面的计算针对此RCD电路。
RCD吸收漏感能量的反激变换器:
39.RCD电路电容最大电压Vcmax(见注释P)
Vcmax=Vor/D40.RCD电路电容值Crcd(见注释P)
Crcd=Ip"
2XLlk/(Vcmax^2x(1-“(2xln(D)/(1-
D)))41.RCD电路电阻值Rrcd(见注释P)
Rrcd=(D-1)/(CXfxln(D))42.RCD电路电阻功率Pr
见注释P)
Pr=LlkXIp"
2Xf,此值为2倍的电阻实际消耗功率,
以留出足够裕量。
如果漏感损耗较大,或考虑进一步提高效率,齐纳管钳位和
RCD吸收都无法满足要求,可以考虑LCD无损吸收网络,它可以把漏感能量重新返回输入电容,下面的计算针对此部分。
LCD无损吸收的反激变换器:
43.缓冲电容低压
Vcr0(见注释Q)
Vcr0=Vor(根据情况可选择略高于此值)44.缓冲电容高压Vcr1(见注释Q)
Vcr1=kXVcrO,k是系数,可根据情况选1.5〜3,也可以
更高,但需注意Q的耐压。
45.缓冲电容值Cr(见注释Q)
Cr=LlkXIp"
2/(Vcr1^2-Vcr0^2)46.储能电感值Lr(见注释Q)
Lr=Lr=22/(CrX怦2X(arccos(VcrO/Vcr1))^2)47.储能电感额定电流Ilrm(见注释Q)
Ilrm=1.5(CX/Lr)^0.5VcrXSin(D/(fX(LrX
Cr)A0.5)),此值为最大电流值的1.5倍,考虑了留出裕量。
至此电路中所有元件的主要参数计算完毕。
注释
A齐纳管钳位损耗Pz=0.5XLlkXIp"
2X(Vz/(Vz-Vor))Xf,其中Llk是所有漏感--不只是一次漏感LIkp,
则所有
Ipk是一次电流的峰值。
通过此式可看出若Vz接近Vor,则
损耗巨大;
若以Vz/Vor为变量画出钳位损耗的曲线,情况下,Vz/Vor=1.4均为曲线上的明显下降点。
B1.变压器中电流情况有Iin/D=Ior/(1-D),由此得D=
Iin/(Iin+Ior);
2.所有设计均在Vinmin下进行。
C设计离线变压器时,考虑降低损耗、减小体积等原因,通常将r设定为0.5左右。
D反激电源变压器一般绕线不成问题,即不大设计窗口面积使用问题,所以不必用AP法。
EVon=NpXAeX(dB/dt)->
VonXdt=NpXAeX
dB->
Np=(VonXdt)/(dBXAe)=(VonXD/f)/(dBX
BpkXAeXf)=(1+2/r)(VonXXD)/(2BXpkXAeXf)
FNp计算完后应验证此值是否适合磁芯的窗口面积,及骨架、隔离带、安全胶带、二次绕组和套管等,通常在反激变
压器中这些都不会有问题;
如果需要减少Np,可以考虑增
大r,减小D,或增大磁芯面积,但磁导率和气隙不会解决
问题。
择。
损耗是Pd=IoXVd,而二极管正向压降Vd随其额定电流
IBuck-boost中
二极管最大承压是Vinmax+Vo,在反激中
Vinmax折算到二次侧为Vinmax/n,同时给额定值留出20%
的裕量,所以最终选择二极管的额定耐压定位Vdm=Vdm=(1+20%)X(Vo+Vinmax/n)。
J对所有拓扑,开关管有效值电流在Dmax处最大,且Iqrms
=ll_dmaxX(DmaxX(1+r_dmax^2/12))^0.5,开关管的
此压降随开关管的额定电流增大而减小,所以折中选择开关
管的额定电流为2XIqrms。
KBuck-boost
中开关管最大承压是Vinmax+Vo,在反激变
换器中Vo折算到一次侧为Vor,同时给额定值预留20%的
裕量,所以最终选择开关管的耐压为Vqm=(1+20%)X(Vor+Vinmax)
LBuck-boost中输入电容最恶劣电流有效值发生在Dmax,
其值为Irms_cin=Il_dmaxX(DmaxX(1-Dmax+r_dmax^2/12))^0.5,一般选择电容时其额定纹波电流应等于或大于此值。
M根据如下:
Co实际上需要维持t_on时的电荷流失,此电
荷量为dQ=IoXt_on,而此时电容电压的变化是dUco=
dQ/Co=Vopp,由此得Co=loXt_on/Vopp。
为lrms_co=IoX((Dmax+r_dmax^2/12)/(1-
Dmax))A0.5,一般选择电容是器额定纹波电流应等于或大于此值。
O考虑漏感电流不超过一次绕组电流的20%,仅为估计,无计算根据。
PRCD电路的分析和计算如下:
1)工作过程:
开关管截止后,漏感电流通过D对C迅速
2)充电过程时间很短,相对整个周期可以忽略。
3)C不能太大,否则吸收能量过多,影响变压器能量传递,同时R成为变换器的死负载。
4)R不能太小,否则放电太快,C电压降到反射电压(Vor)
时R开始消耗二次传过来的能量,所以R要使C的放电电
压在开关导通时不小于反射电压。
根据以上分析,计算推导如下:
Vcmax>
Vor,把Vc线性化,可得Vcmax/Vor=T/t_ON,
T为开关周期,t_ON为开关导通时间,由此得
Vcmax=Vor/D(式1)
当开关导通时C上电压刚好等于反射电压有:
VcmaxXeA(-(1-D)XT/(RXC))=Vor,由T=1/f整理得
RXC=(D-1)/(fXln(D))(式2)
Vc的最小值Vcmin=VcmaxX"
(-T/(RXC))(式3)
此时漏感能量全部被RC电路吸收,有如下方程:
0.5Xlk怕"
2=0.5CXXVcmax^2-Vcmin^2)(式4)
整理式3和式4可以得到
C=Ip"
2Xk/(Vcmax^2(1Xe^(2ln(X)/(1-D)))
由上式和式2可以得
R=(D-1)/(CfXln(D))电阻R消耗的功率是Pr=0.5XLlkXIp"
2Xf
QLCD无损吸收网络的分析和计算:
(1)开关管截止时,方面变压器漏感和一次绕组通过D1对Cr充电,把漏感能量
储存于Cr;
另一方面,Lr的电流储能通过D1、D2反馈给电
源输入电容C_INo
2)开关管导通时,Cr通过D2、Lr进行放电,把能量传递给Lr,能量由电容电压转换为电感的电流能量。
(3)稳态下,设Cr开始充电(Q截止)时电压是VcrO,充
电结束时电压是Vcr1,则为了不吸收便压器正常工作的能量
传递有VcrO>
=Vor;
考虑能量的传递过程则有0.5XLIk
XIp"
2=0.5XCrX(Vcrr2-Vcr0^2),令k=Vcr1/
Vcr0,同时设VcrO=Vor,整理得Cr=LIkXIp"
2/(VorX("
2-1))o
4)稳态下,Cr的放电过程(Q导通)也就是Cr、Lr的谐振过程,所以Cr的电压方程是uc=Vcr1Xcos(wt),Lr的
电流方程是il=(Cr/Lr)^0.5XVcr1Xsin(wt),其中角频
率w=1/(LrXCr)A0.5。
此处我们需要在导通时间结束时
Cr上的电压降至VcrO,由此得Vcr1Xcos(wX(D/f))=
VcrO,且wX(D/f)
5)Q截止状态下Cr充电的时间和Q导通状态下Lr的续
精通开关电源设计
流放电时间很短,因此在分析过程中忽略。
”(SwitchingPowerSuppliesAto
Z),bySanjayaManiktala/王志强转载自《新浪博客》jerry的博客
- 配套讲稿:
如PPT文件的首页显示word图标,表示该PPT已包含配套word讲稿。双击word图标可打开word文档。
- 特殊限制:
部分文档作品中含有的国旗、国徽等图片,仅作为作品整体效果示例展示,禁止商用。设计者仅对作品中独创性部分享有著作权。
- 关 键 词:
- 精通开关电源设计 精通 开关电源 设计 整理 激变 步骤