反激钳位电路设计方法rcd的计算Word文档格式.docx
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绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀,这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系,耦合效果更好。
初级和次级绕线也要尽量靠得严密。
2RCD钳位电路参数设计
2.1变压器等效模型
图1为实际变压器的等效电路,励磁电感同理想变压器并联,漏感同励磁电感串联。
励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边,而漏感因为不耦合,能量不能传递到副边,假如不采取措施,漏感将通过寄生电容释放能量,引起电路电压过冲和振荡,影响电路工作性能,还会引起EMI问题,严重时会烧毁器件,为抑制其影响,可在变压器初级并联无源RCD钳位电路,其拓扑如图2所示。
2.2钳位电路工作原理
引入RCD钳位电路,目的是消耗漏感能量,但不能消耗主励磁电感能量,否那么会降低电路效率。
要做到这点必须对RC参数进展优化设计,下面分析其工作原理:
当S1关断时,漏感Lk释能,D导通,C上电压瞬间充上去,然后D截止,C通过R放电。
实验说明R或C值越小就会这样,R太小,放电就快,C太小很快充满,小到一定程度就会这样回到零。
均是将反射电压吸收了局部
1)假设C值较大,C上电压缓慢上升,副边反激过冲小,变压器能量不能迅速传递到副边,见图3(a);
此句有道理,因为初级电流下降时次级电流开场上升。
2)假设C值特别大,电压峰值小于副边反射电压,那么钳位电容上电压将一直保持在副边反射电压附近,即钳位电阻变为死负载,一直在消耗磁芯能量,见图3(b);
实验说明R或C值越小就会这样,但不一定会到零,R太小,放电就快,C太小很快充满,小到一定程度就会这样回到零。
3)假设RC值太小,C上电压很快会降到副边反射电压,故在St开通前,钳位电阻只将成为反激变换器的死负载,消耗变压器的能量,降低效率,见图3(c):
4)假如RC值获得比拟适宜,使到S1开通时,C上电压放到接近副边反射电压,到下次导通时,C上能量恰好可以释放完,见图3(d),这种情况钳位效果较好,但电容峰值电压大,器件应力高。
第2)和第3)种方式是不允许的,而第1)种方式电压变化缓慢,能量不能被迅速传递,第4)种方式电压峰值大,器件应力大。
可折衷处理,在第4)种方式根底上增大电容,降低电压峰值,同时调节R,,使到S1开通时,C上电压放到接近副边反射电压,之后RC继续放电至S1下次开通,如图3(e)所示。
本人认为此分析清楚地说明RC放电时间常数要大于开关周期,至少要大于截止时间,也就是RC振荡频率小于开关频率。
2.3参数设计
S1关断时,Lk释能给C充电,R阻值较大,可近似认为Lk与C发生串联谐振,谐振周期为TLC=2π、LkC,经过1/4谐振周期,电感电流反向,D截止,这段时间很短。
由于D存在反向恢复,电路还会有一个衰减振荡过程,而且是低损的,时间极为短暂,因此叮以忽略其影响。
总之,C充电时间是很短的,相对于整个开关周期,可以不考虑。
本人认为这讲的极有道理,开关管截止时间里充电过后就要放电,所以在实际实验中假如R太小还没到开关管导通C的电已放完了,故出现了一个平台,这时会消耗反射电压的能量,所以R的取值一定要使C的放电电压在开关管导通时不小于反射电压。
在进入到导通时间后C的电压为负值,千万不要认为是某个电压对C反向充电,本人认为是开关管导通后呈现的低电位。
对于理想的钳位电路工作方式,见图3(e)。
S1关断时,漏感释能,电容快速充电至峰值Vcmax,之后RC放电。
由于充电过程非常短,可假设RC放电过程持续整个开关周期。
RC值确实定需按最小输入电压〔但有的书上说是按最大值,实际测试说明似乎应是最大值〕,最大负载,即最大占空比条件工作选取,否那么,随着D的增大,副边导通时间也会增加,钳位电容电压波形会出现平台,钳位电路将消耗主励磁电感能量。
对图3(c)工作方式,峰值电压太大,现考虑降低Vcmax。
Vcmax只有最小值限制,必须大于副边反射电压
可做线性化处理来设定Vcmax,如图4所示,由几何关系得
此公式一时难以理解
为保证S1开通时,C上电压刚好放到
需满足
将
(1)式代入
(2)式可得
这个公式有误,应该是
对整个周期RC放电过程分析,有
根据能量关系有
式中:
Ipk/Lk释能给C的电流峰值将式
(1)和式(4)代人式(5),得
同理这公式有错误应是除以LnDon.
结合式(3),得
应是
电阻功率选取根据
fs为变换器的工作频率。
3实验分析
输入直流电压.30(1±
2%)v,输出12V/lA,最大占空比Dmax=0.45,采用UC3842控制,工作于DCM方式,变压器选用CER28A型磁芯,原边匝数为24匝,副边取13匝。
有关实验波形如图5~图8所示。
图7显示在副边反射电压点没有出现平台,说明结果与理论分析吻合。
4结语
按照文中介绍的方法设计的钳位电路,可以较好地吸收漏感能量,同时不消耗主励磁电感能量。
经折衷优化处理,既抑制了电容电压峰值,减轻了功率器件的开关应力,又保证了足够电压脉动量,磁芯能量可以快速、高效地传递,为反激变换器的设计提供了很好的根据。
网上相关人员讨论:
1.关于吸收电路的问题,很有分析的必要,我也曾对此仔细分析过。
我再分析一下,你可以按照这个思路自己进展计算。
开关管漏极上的电压由三局部组成:
电源电压,还击感应电压(等于输出电压除以杂比),漏感冲击电压。
吸收电路,一定要让他只吸收漏感冲击电压,而不要对另外电压起作用,那样不仅会增大吸收电阻的负担,还会降低开关电源的效率。
首先计算吸收电阻的功耗,假如能做到只对漏感能量吸收,那么他的功率容量应该是漏感功率的1.5-2倍。
漏感的量能为0.5*Ls*Ip*Ip*f,f=工作频率,Ls=漏感,Ip关断时的开关管峰值电流,这样算出来的结果是很准确的。
由于吸收电容的另一端是接在正电源上的,所以它的电压只有两局部:
还击感应电压(等于输出电压除以杂比),漏感冲击电压。
电压是一个微分波形,也就是电容放电波形,随着放电,电压会越来越低,当开关管的截止期完毕时,一定不要让电压下降到反激感应电压以下,否那么就会损耗“本体〞能量。
再计算吸收元件的数值,电容太小时,漏感能量灌入后,电压会突升的太高,有可能击穿开关管,可以根据你的开关管耐压,和你希望的振铃高度,确定一个峰值电压,比方100伏,截止期完毕时,我们给他定一个终止电压,比方50伏,这样,就可以计算出吸收电容的数值来:
原理是,电容电压变化量所导致的能量差=一个周期的漏感能量。
〔上面的公式5〕
假设反激感应电压为U,那么电容电压的最大值就是(U+100),最小值就是(U+50),电容中的能量有一个计算公式,Ec=0.5*C*U*U,
所以,能量差就是:
Ech-Ecl=0.5*C*((U+100)*(U+100)-(U+50)*(U+50)),U是的,能量差也是的,电容还算不出来吗?
最后计算吸收电阻。
电容放电公式:
u=Uo*exp(-t/τ),t/τ=-ln((U+50)/(U+100))经本人推算应是t/τ=-ln((U+100)/(U+50)),或-t/τ=-ln((U+50)/(U+100)),掉了个负号原文作者在发贴时可能笔误,t=截止期时间(按正常工作时的截止时间计算),可以算出τ,τ=RC吸收时间常数,那么吸收电阻不也就出来吗?
本人认为这个讲的有道理.
2.2.7A
漏感的能量为0.5*Ls*Ip*Ip*f,f=工作频率,Ls=漏感,Ip关断时的开关管峰值电流
Wlou=0.5*Ls*Ip*Ip*f
=0.5*29*10(-6)*2.7*2.7*70*10(3)=7.3W
由上面漏感能量数值可看出,漏感能量太大了,假如此能量全都由电阻来消耗,按两倍功率计算,要15W的电阻。
这是无法办到的。
这么大的功耗,从上面计算可以看出,是由于初级Ip太大造成的。
假如是几十W的电源,那么功耗就可以承受了。
对以上结果,请问计算有问题没有?
有什么方法?
3.
是的,这个功耗是太大,漏感功耗没有别的去处,只能消耗在吸收电阻上。
像这种功率较大的开关电源,一般都是工作在连续状态,否那么,开关管的功率容量和磁芯的功率容量都得不到充分利用,还有一个问题,就是工作在不连续或者临界状态的变压器,由于其磁通变化量太大,变压器的发热量也是个不容无视的问题。
我上面没说,你的初级电感量太小,变压器可能工作在非连续状态。
增大电感量,初级电流自然就降下来了。
你可以这样计算:
让磁通的变化量〔p-p〕/磁通平均值=0.3左右。
另外,假如电源的平安系数要求不是太高〔医疗仪器要求高〕,可以适当减小初次级之间的绝缘厚度,以减小漏感,你的漏感量在正常的数值范围内,但不是特别的小,大功率的电源,漏感就是个很费事的问题
4.你好,非常感谢。
初级电感和漏感的数值在上面第十贴中写出来了,我是刚测的数据。
测时发现,初次级间不加铜皮屏蔽漏感小。
这应是正常的吧。
也可能是漏感加大的缘故,加了屏蔽后尖峰反而大了。
5.初次级间不加铜皮屏蔽漏感小,是正常的。
所谓漏感是通过本线圈的磁力线没有完全通过另一线圈所产生的,增加铜皮屏蔽,相当于线圈之间的耦合难度增大,故漏感增大,分布电容减少。
想减少尖峰,最好的方法是减少变压器漏感,其次是在MOS管漏极加磁珠,这样都会减少损耗,还有就是无损吸收,最后就是用RCD这种有损吸收的方式。
6.是的,铜箔不是磁性材料,它只对电场起作用,对磁场而言,它和绝缘材料差不多.
网上有人这样讲:
rcd的rc时间常数必须长于开关周期,也就是rc震荡频率要小于开关频率,这样子防止在管子未开通前放电完毕而导致二极管再次开通,造成系统的震荡.本人仔细分析了一下,这样讲有一定的道理,但<
开关电源设计指南>
P126里讲RC时间常数等于第一个尖峰和第二个尖峰时间的3倍就够了,这个我认为有点错,因为有人讲振荡频率是指第一个脉冲以后的,从图上看根本差不多,第一个脉冲是漏感往C里面充电的过程,然后根据回复时间D有一个关断过程,当然认为是一个振荡也可以,只是时间和后面的振荡相比就太长了。
所以一般认为一两个脉冲之后的才算振荡〔前几个脉冲由于单向导电也不象正旋波〕,因为后面的振荡和RC根本无关了,只有第一个尖峰脉冲的能量被吸收,后面的脉冲电压都达不到吸收的门槛电平,所以是在自己震荡,与R,C无关了.只有第一个尖峰脉冲的能量被吸收,后面的脉冲电压都达不到吸收的门槛电平,所以是在自己震荡〔本人认为是漏感和分布电容〕,与R,C无关了.
假如RC时间常数太小了,在截止时间内C的电放完了,那反激电压岂不是又要向C充电而形成振荡?
本人认为至少要大于开关管截止时间.
这是电源网上另一个人讲的:
RCD是给变压器漏感提供泻放回路的。
反激变换同正激有所不同,反激变压器可以看作是一个耦合电感,所以不像正激一样有磁芯复位的要求。
但是,由于反激变压器大都开了气隙,所以漏感比拟大,漏感能量也比拟大需要一个泻放的通路。
上面接法的RCD的作用就是当开关管关断时漏感电流通过D对C充电,由于C的存在形成LC谐振。
一般来讲是需要限制这个谐振电压的峰值的。
应该是输入直流电压最大值+次级按变比折算过来的反射电压+LC谐振峰值电压?
MOS的额定电压。
R的作用是降低LC的Q值,使震荡衰减。
一般控制LC频率在开关频率三倍以上,这不是绝对。
频率越高那么电容越小,但是谐振峰值大,频率低了谐振的时间就比拟长,影响能量传递。
R大了衰减的比拟慢,增加管子的损耗和干扰〔谐振能量〕。
小了那么增加损耗降低效率。
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