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在直流电的世界中，物体对电流阻碍的作用叫做电阻，世界上所有的物质都有电阻，只是电阻值的大小差异而已。

电阻小的物质称作良导体，电阻很大的物质称作非导体，而最近在高科技领域中称的超导体，则是一种电阻值几近于零的东西。

但是在交流电的领域中则除了电阻会阻碍电流以外，电容及电感也会阻碍电流的流动，这种作用就称之为电抗，意即抵抗电流的作用。

电容及电感的电抗分别称作电容抗及电感抗，简称容抗及感抗。

它们的计量单位与电阻一样是奥姆，而其值的大小则和交流电的频率有关系，频率愈高则容抗愈小感抗愈大，频率愈低则容抗愈大而感抗愈小。

此外电容抗和电感抗还有相位角度的问题，具有向量上的关系式，因此才会说：

阻抗是电阻与电抗在向量上的和。

阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。

对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。

在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。

当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份只数值相等而符号相反。

这种匹配条件称为共扼匹配。

一.阻抗匹配的研究在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。

阻抗匹配的技术可以说是丰富多样，但是在具体的系统中怎样才能比较合理的应用，需要衡量多个方面的因素。

例如我们在系统中设计中，很多采用的都是源段的串连匹配。

对于什么情况下需要匹配，采用什么方式的匹配，为什么采用这种方式。

例如：

差分的匹配多数采用终端的匹配；

时钟采用源段匹配；

1、串联终端匹配串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间串接一个电阻R，使源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发生再次反射.串联终端匹配后的信号传输具有以下特点

A由于串联匹配电阻的作用，驱动信号传播时以其幅度的50％向负载端传播；

B信号在负载端的反射系数接近＋1，因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50％。

C反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接受到的信号与原始信号的幅度近似相同；

D负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收；

E反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0，直到下一次信号传输。

相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。

选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。

理想的信号驱动器的输出阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输出阻抗，而且在信号的电平发生变化时，输出阻抗可能不同。

比如电源电压为＋4.5V的CMOS驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37Ω，在高电平时典型的输出阻抗为45Ω[4]；

TTL驱动器和CMOS驱动一样，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。

因此，对TTL或CMOS电路来说，不可能有十分正确的匹配电阻，只能折中考虑。

链状拓扑结构的信号网路不适合使用串联终端匹配，所有的负载必须接到传输线的末端。

否则，接到传输线中间的负载接受到的波形就会象图3.2.5中C点的电压波形一样。

可以看出，有一段时间负载端信号幅度为原始信号幅度的一半。

显然这时候信号处在不定逻辑状态，信号的噪声容限很低。

串联匹配是最常用的终端匹配方法。

它的优点是功耗小，不会给驱动器带来额外的直流负载，也不会在信号和地之间引入额外的阻抗；

而且只需要一个电阻元件。

2、并联终端匹配并联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗很小的情况下，通过增加并联电阻使负载端输入阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，达到消除负载端反射的目的。

实现形式分为单电阻和双电阻两种形式。

并联终端匹配后的信号传输具有以下特点：

A驱动信号近似以满幅度沿传输线传播；

B所有的反射都被匹配电阻吸收；

C负载端接受到的信号幅度与源端发送的信号幅度近似相同。

在实际的电路系统中，芯片的输入阻抗很高，因此对单电阻形式来说，负载端的并联电阻值必须与传输线的特征阻抗相近或相等。

假定传输线的特征阻抗为50Ω，则R值为50Ω。

如果信号的高电平为5V，则信号的静态电流将达到100mA。

由于典型的TTL或CMOS电路的驱动能力很小，这种单电阻的并联匹配方式很少出现在这些电路中。

双电阻形式的并联匹配，也被称作戴维南终端匹配，要求的电流驱动能力比单电阻形式小。

这是因为两电阻的并联值与传输线的特征阻抗相匹配，每个电阻都比传输线的特征阻抗大。

考虑到芯片的驱动能力，两个电阻值的选择必须遵循三个原则：

1．两电阻的并联值与传输线的特征阻抗相等；

2．⑵．与电源连接的电阻值不能太小，以免信号为低电平时驱动电流过大；

⑶．与地连接的电阻值不能太小，以免信号为高电平时驱动电流过大。

3．并联终端匹配优点是简单易行；

显而易见的缺点是会带来直流功耗：

单电阻方式的直流功耗与信号的占空比紧密相关？

；

双电阻方式则无论信号是高电平还是低电平都有直流功耗。

因而不适用于电池供电系统等对功耗要求高的系统。

另外，单电阻方式由于驱动能力问题在一般的TTL、CMOS系统中没有应用，而双电阻方式需要两个元件，这就对PCB的板面积提出了要求，因此不适合用于高密度印刷电路板

4．当然还有：

AC终端匹配；

基于二极管的电压钳位等匹配方式。

5．二.将讯号的传输看成软管送水浇花

6．2.1数位系统之多层板讯号线（SignalLine）中，当出现方波讯号的传输时，可将之假想成为软管（hose）送水浇花。

一端于手握处加压使其射出水柱，另一端接在水龙头。

当握管处所施压的力道恰好，而让水柱的射程正确洒落在目标区时，则施与受两者皆欢而顺利完成使命，岂非一种得心应手的小小成就？

7．

2.2然而一旦用力过度水注射程太远，不但腾空越过目标浪费水资源，甚至还可能因强力水压无处宣泄，以致往来源反弹造成软管自龙头上的挣脱!

不仅任务失败横生挫折，而且还大捅纰漏满脸豆花呢！

2.3反之，当握处之挤压不足以致射程太近者，则照样得不到想要的结果。

过犹不及皆非所欲，唯有恰到好处才能正中下怀皆大欢喜。

8．2.4上述简单的生活细节，正可用以说明方波（SquareWave）讯号（Signal）在多层板传输线（TransmissionLine，系由讯号线、介质层、及接地层三者所共同组成）中所进行的快速传送。

此时可将传输线（常见者有同轴电缆CoaxialCable，与微带线MicrostripLine或带线StripLine等）看成软管，而握管处所施加的压力，就好比板面上“接受端”（Receiver）元件所并联到Gnd的电阻器一般，可用以调节其终点的特性阻抗（CharacteristicImpedance），使匹配接受端元件内部的需求。

__J三.传输线之终端控管技术（Termination）

9．3.1由上可知当“讯号”在传输线中飞驰旅行而到达终点，欲进入接受元件（如CPU或Meomery等大小不同的IC）中工作时，则该讯号线本身所具备的“特性阻抗”，必须要与终端元件内部的电子阻抗相互匹配才行，如此才不致任务失败白忙一场。

用术语说就是正确执行指令，减少杂讯干扰，避免错误动作”。

一旦彼此未能匹配时，则必将会有少许能量回头朝向“发送端”反弹，进而形成反射杂讯（Noise）的烦恼。

3.2当传输线本身的特性阻抗（Z0）被设计者订定为28ohm时，则终端控管的接地的电阻器（Zt）也必须是28ohm，如此才能协助传输线对Z0的保持，使整体得以稳定在28ohm的设计数值。

也唯有在此种Z0=Zt的匹配情形下，讯号的传输才会最具效率，其“讯号完整性”（SignalIntegrity，为讯号品质之专用术语）也才最好。

四.特性阻抗（CharacteristicImpedance）4.1当某讯号方波，在传输线组合体的讯号线中，以高准位（HighLevel）的正压讯号向前推进时，则距其最近的参考层（如接地层）中，理论上必有被该电场所感应出来的负压讯号伴随前行（等于正压讯号反向的回归路径ReturnPath），如此将可完成整体性的回路（Loop）系统。

该“讯号”前行中若将其飞行时间暂短加以冻结，即可想象其所遭受到来自讯号线、介质层与参考层等所共同呈现的瞬间阻抗值（InstantaniousImpedance），此即所谓的“特性阻抗”。

　　是故该“特性阻抗”应与讯号线之线宽（w）、线厚（t）、介质厚度（h）与介质常数（Dk）都扯上了关系。

4.2阻抗匹配不良的后果　　由于高频讯号的“特性阻抗”（Z0）原词甚长，故一般均简称之为“阻抗”。

读者千万要小心，此与低频AC交流电（60Hz）其电线（并非传输线）中，所出现的阻抗值（Z）并不完全相同。

数位系统当整条传输线的Z0都能管理妥善，而控制在某一范围内（±

10﹪或±

5﹪）者，此品质良好的传输线，将可使得杂讯减少，而误动作也可避免。

　　但当上述微带线中Z0的四种变数（w、t、h、r）有任一项发生异常，例如讯号线出现缺口时，将使得原来的Z0突然上升（见上述公式中之Z0与W成反比的事实），而无法继续维持应有的稳定均匀（Continuous）时，则其讯号的能量必然会发生部分前进，而部分却反弹反射的缺失。

如此将无法避免杂讯及误动作了。

例如浇花的软管突然被踩住，造成软管两端都出现异常，正好可说明上述特性阻抗匹配不良的问题。

4.3阻抗匹配不良造成杂讯　　上述部分讯号能量的反弹，将造成原来良好品质的方波讯号，立即出现异常的变形（即发生高准位向上的Overshoot，与低准位向下的Undershoot，以及二者后续的Ringing）。

此等高频杂讯严重时还会引发误动作，而且当时脉速度愈快时杂讯愈多也愈容易出错

天线谐振问题

发射机+馈线+匹配网络+天线这是射频发送链路。

发射机有一个射频输出阻抗的概念【有50欧姆、75欧姆、150欧姆等多种】，馈线有一个特性阻抗的概念，发射机与馈线的阻抗要匹配，但是天线的输入阻抗不一定恰好等于馈线的特性阻抗，所以在馈线与天线之间要加一个匹配网络来完成阻抗的转换。

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大部分情况下，我们认为发射机的输出阻抗只有实部没有虚部，馈线我们也这样认为【实际上，发射机、馈线都有虚部，比较小，不考虑影响不大】*lY_+_Yy（ 

一个调整好的匹配网络是指从网络与馈线接点向天线一方看过去，输入阻抗与馈线的特性阻抗/电阻相等【如果馈线特性阻抗虚部不为零，是共轭】，这个时候，匹配网络+天线这一部分相当于一个电阻，这个时候我们称之为谐振，也就是所谓的天线谐振。

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天线谐振这个概念很少用。

一般使用阻抗匹配的概念。

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K5+!

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并不是谐振时才能收发信号，只是射频链路完全匹配的情况下发送效率最高。

匹配较差的情况下电磁能量传输效率很低，往往会导致烧毁一些器件。

天线反射腔有关问题

近似取低频波长的1/4即可d!

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这个长度主要是由传输线巴伦确定的E>

l~-_PaZY 

因为一般平面螺旋为了获得好的轴比，都在墙内贴吸波材料kc0E%odF.v 

所以腔的厚度从反射角度讲关系不大

天线回波损耗无穷大，代表S11的对数值为无穷小，S11的线性值为0。

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S11为0表示入射的能量没有被反射，全部都被传输出去，这只可能发生在理想匹配的条件下

回波损耗：

回波的损耗。

回波损耗无穷大，也就是回波被损耗的很厉害，回波被损耗完了，不就没回波了么

，就是匹配嘛。

可以这样帮助理解K_r_S__ 

^#_2x_Q5_h_nQ其实回波损耗那个定义是回波损耗=10lg（P输入/P反射） 

可以看出 

反射功率P反射越小，回波损耗越大也就是匹配的越好

回波损耗=10xlog（P输入/P反射），假設P输入是固定，在完全匹配下P反射就會無窮小，在這情況下回波损耗就會是無窮大。

小型微带天线分析与设计

天线常识

我们通常使用的聚四氟乙烯型绝缘同轴射频电缆其相对介电常数ε约为2.1，因此，Ｖε≈Ｃ/1.44，λε≈λ/1.44。

天线的输入阻抗

天线和馈线的连接端，即馈电点两端感应的信号电压与信号电流之比，称为天线的输入阻抗

天线的方向性

天线的方向性是指天线向一定方向辐射电磁波的能力。

方向图可用来说明天线在空间各个方向上所具有的发射或接收电磁波的能力。

增益是指在输入功率相等的条件下，实际天线与理想的辐射单元在空间同一点处所产生的场强的平方之比，即功率之比。

等角螺旋天线

阿基米德螺旋和等角螺旋天线是两种超宽带圆极化平面天线。

由于传统的阿

基米德天线的尺寸取决于将要工作的的低端频率所对应波长，所以当低端频率较

低时，所对应的波长较大，这在尺寸上很难满足一些实际应用的需求。

也可以在金属臂末端的尖端加载电阻来实现天线的阻

抗匹配，使得尽可能多的能量向外辐射，减少反射能量，拓展工作带宽，当然这

样也会消耗部分能量，从一定程度上降低辐射效率。

阿基米德天线在2GHz~10GHz范围内大体上反射系数小于

-10dB，但是在3~4GHz频段内出现了反射系数的震荡，这是由于金属末端由螺旋

臂的宽度突然变为零，这种结构上的不连续引起了电流和电场的不连续，从而影

响反射系数。

，阿基米德天线在各个频率的方向图波瓣宽度不同，低频时主瓣较宽、

频率越高则越窄；

该天线的E面方向图在各个频率变化不大，这是频率不变特性

的一种体现；

在所选频率点工作时，天线为双向辐射，而如果要提高定向性系数，

使天线为单向辐射，一般做法为给天线加入金属背腔。

时域上阿基米德天线的辐射波形较为复杂，具有一定的拖尾和振铃现象，这主要是由于有效辐射区域与频率有关系，螺旋天线在不同频率下的有效辐射区域不同，辐射区域的最大口径也不相同，这样就会产生不

同频率分量的信号的延时和滞后，造成时域上波形的拖尾，这在通信领域是不利

的，因为这会使辐射信号的信噪比降低，难以有效地提取和还原发射信号，

什么是天线的轴比

GPS天线有四个重要参数：

增益（Gain）、驻波（VSWR）、噪声系数（Noisefigure）、轴比（Axialratio）。

其中特别强调轴比，它是衡量整机对不同方向的信号增益差异性的重要指标。

由于卫星是随机分布在半球天空上，所以保证天线在各个方向均有相近的敏感度是非常重要的。

轴比受到天线性能、外观结构、整机内部电路及EMI等影响。

任意极化波的瞬时电场矢量的端点轨迹为一椭圆，椭圆的长轴2A和短轴2B之比称之为轴比AR（AxialRatio）.HAAU2A

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轴比是圆极化天线的一个重要的性能指标，它代表圆极化的纯度，轴比不大于3dB的带宽，定义为天线的圆极化带宽

轴比主要是针对圆极化或者椭圆极化天线来说的，是天线电场传播过程中，水平和垂直之比对于仿真中的airbox尺寸分析

1.对于仿真中的airbox尺寸，建议在主辐射方向上距天线1/4波长，在其他方向上距天线0.1波长，这样对结果影响不大，但仿真快！

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2.对介质尺寸，建议如下，四边距天线的对应四边距离取为0.1导内波长，具体可见张钧《微带天线理论与工程》žÔ

3.馈线与贴片重合的部分完全没有用，因为都是pec，都没有厚度，你那就相当于馈线直接连在贴片的辐射边上，没有深入进去žÔ

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4.只有0.5mm的基板对于SMA接头是否适宜呢－－看到市面上卖的pin都有好几个mm，是不是要人为截掉？

2.答；

除此之外同轴探针还引入了电感量，导致你天线谐振频率飘移，也需要额外考虑

Babinet定理

自补天线的输入阻抗是纯电阻

表征天线性能的主要参数

有方向图，增益，输入阻抗，驻波比，极化方式等。

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1.1天线的输入阻抗@+S__5_"

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天线的输入阻抗是天线馈电端输入电压与输入电流的比值。

天线与馈线的连接，最佳情形是天线输入阻抗是纯电阻且等于馈线的特性阻抗，这时馈线终端没有功率反射，馈线上没有驻波，天线的输入阻抗随频率的变化比较平缓。

天线的匹配工作就是消除天线输入阻抗中的电抗分量，使电阻分量尽可能地接近馈线的特性阻抗。

匹配的优劣一般用四个参数来衡量即反射系数，行波系数，驻波比和回波损耗，四个参数之间有固定的数值关系，使用那一个纯出于习惯。

在我们日常维护中，用的较多的是驻波比和回波损耗。

一般移动通信天线的输入阻抗为50Ω。

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驻波比：

它是行波系数的倒数，其值在1到无穷大之间。

驻波比为1，表示完全匹配；

驻波比为无穷大表示全反射，完全失配。

在移动通信系统中，一般要求驻波比小于1.5，但实际应用中VSWR应小于1.2。

过大的驻波比会减小基站的覆盖并造成系统内干扰加大，影响基站的服务性能。

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lq_回波损耗：

它是反射系数绝对值的倒数，以分贝值表示。

回波损耗的值在0dB的到无穷大之间，回波损耗越大表示匹配越差，回波损耗越大表示匹配越好。

0表示全反射，无穷大表示完全匹配。

在移动通信系统中，一般要求回波损耗大于14dB。

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1.2天线的极化方式]hBpelKJ 

所谓天线的极化，就是指天线辐射时形成的电场强度方向。

当电场强度方向垂直于地面时，此电波就称为垂直极化波；

当电场强度方向平行于地面时，此电波就称为水平极化波。

由于电波的特性，决定了水平极化传播的信号在贴近地面时会在大地表面产生极化电流，极化电流因受大地阻抗影响产生热能而使电场信号迅速衰减，而垂直极化方式则不易产生极化电流，从而避免了能量的大幅衰减，保证了信号的有效传播。

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因此，在移动通信系统中，一般均采用垂直极化的传播方式。

另外，随着新技术的发展，最近又出现了一种双极化天线。

就其设计思路而言，一般分为垂直与水平极化和±

45°

极化两种方式，性能上一般后者优于前者，因此目前大部分采用的是±

极化方式。

双极化天线组合了+45°

和-45°

两副极化方向相互正交的天线，并同时工作在收发双工模式下，大大节省了每个小区的天线数量；

同时由于±

为正交极化，有效保证了分集接收的良好效果。

（其极化分集增益约为5dB，比单极化天线提高约2dB。

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1.3天线的增益_7W[}_7Y_ 

天线增益是用来衡量天线朝一个特定方向收发信号的能力，它是选择基站天线最重要的参数之一。

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一般来说，增益的提高主要依靠减小垂直面向辐射的波瓣宽度，而在水平面上保持全向的辐射性能。

天线增益对移动通信系统的运行质量极为重要，因为它决定蜂窝边缘的信号电平。

增加增益就可以在一确定方向上增大网络的覆盖范围，或者在确定范围内增大增益余量。

任何蜂窝系统都是一个双向过程，增加天线的增益能同时减少双向系统增益预算余量。

另外，表征天线增益的参数有dBd和dBi。

DBi是相对于点源天线的增益，在各方向的辐射是均匀的；

dBd相对于对称阵子天线的增益dBi=dBd+2.15。

相同的条件下，增益越高，电波传播的距离越远。

一般地，GSM定向基站的天线增益为18dBi，全向的为11dBi。

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1.4天线的波瓣宽度S__x'

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波瓣宽度是定向天线常用的一个很重要的参数，它是指天线的辐射图中低于峰值3dB处所成夹角的宽度（天线的辐射图是度量天线各个方向收发信号能力的一个指标，通常以图形方式表示为功率强度与夹角的关系）。

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天线垂直的波瓣宽度一般与该天线所对应方向上的覆盖半径有关。

因此，在一定范围内通过对天线垂直度（俯仰角）的调节，可以达到改善小区覆盖质量的目的，这也是我们在网络优化中经常采用的一种手段。

主要涉及两个方面水平波瓣宽度和垂直平面波瓣宽度。

水平平面的半功率角（H－PlaneHalfPowerbeamwidth）:

（45°

60°

90°

等）定义了天线水平平面的波束宽度。

角度越大,在扇区交界处的覆盖越好，但当提高天线倾角时，也越容易发生波束畸变,形成越区覆盖。

角度越小，在扇区交界处覆盖越差。

提高天线倾角可以在移动程度上改善扇区交界处的覆盖，而且相对而言，不容易产生对其他小区的越区覆盖。

在市中心基站由于站距小，天线倾角大，应当采用水平平面的半功率角小的天线，郊区选用水平平面的半功率角大的天线；

垂直平面的半功率角（V－PlaneHalfPowerbeamwidth）:

（48°

33°

15°

8°

）定义了天线垂直平面