最新版蓄电池充电器的设计与实现毕业设计40设计41Word格式.docx

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关键词

蓄电池；

极板极化；

UC3909；

智能充电；

延长寿命

TheDesignandImplementationofChargerforStorageBattery

Abstract

Batteryasanenergystoragedeviceitsapplicationsisveryextensive,itisthecorepartofthesolarenergy,windpowergenerationsystem,aswellaswindandsolarpowergenerationsystem.However,thepresentbatterychargerismostlyusedisaconstantvoltageorconstantcurrentchargingmethod,thesemethodofchargingislikelytocausethebatteryplatespolarizationthataffectthebatterylifeseriously.ThisdesignusesaspecialrechargeablebatterymanagementchipUC3909,itcanbeeffectivelyappliedtofoursmartchargingtechnology.BymonitoringthestatusofthebatteryDC-DCmoduletoadjustthechargingvoltageandcurrent.ItcanchargethebatteryScientificallyandefficiently,Andeliminatethepolarizationplatecausedbyalargecurrent,extendthebatterylife.

Keywords

Battery;

Platepolarization;

UC3909;

Intelligentcharging;

Prolonglife

1前言

1.1论文研究背景及目的

在国家政策的大力支持下，蓄电池作为一种新能源以具有大容量、性价比高、工作温度范围大、工作安全可靠和制作原材料丰富等特点在电子电力系统中的应用越来越广泛。

特别是在工业上的自动引导车、电瓶车和电动汽车动力源等方面得到广泛的应用，铅酸蓄电池技术的进步促进了通信、信息及电动汽车等相关产业的蓬勃发展。

随着铅酸蓄电池使用量的增大，不合理的充电方式造成了铅酸蓄电池容量快速下降，使用寿命缩短，使电池过早的废弃，产生了严重的资源浪费和环境污染。

因此，高效、安全和可靠的蓄电池充电方法显得极为重要，这也极大推动了人们对智能快速充电理论的不断深入研究。

随着电池使用量的增大，如果改进充电器实现对铅酸蓄电池的智能快速充电，将对节约充电时间和能源有重大意义。

1.2国内外研究现状

目前人们大多使用以常规充电法为原理的充电装置进行充电，其充电电流一般都较小，是为了防止采用大电流充电产生的过电压、温度上升太快、产生大量的气泡和消耗电量太大等问题所谓的常规充电方法包括小电流充电、恒压充电和三阶段充电等。

近两年，厦门大学的陈体衔教授提出了间歇充电法，其特点是将恒流充电段改为限压变电流间歇充电段，充电前期的恒电流充电段采用最佳充电电流，获得绝大部分充电量；

充电后期采用定电压充电获得过充电量，将电池恢复至完全放电态[1]。

这种充电方法虽然在真正意义上还没有达到最佳充电电流的思想，但是其这种使蓄电池在前期尽可能充入最多的电量的思想特别好，使人们开始认识到选择一种好的充电方法的重要性。

Kc.chu和CC.chan提出了一种脉冲充电方法，其基本思想是：

充电过程中，蓄电池和充电装置被有规律地断开，同时自动测量蓄电池的开路两端电压，在参考温度下，如果蓄电池的开路电压超过一定阈值，充电器停止充电，直至蓄电池的开路电压低于某一阈值时，再进行充电[2]。

这种充电方法是实时检测蓄电池的开路电压和荷电状态的值，开始充电时由于蓄电池的开路电压和荷电状态都很低，充电装置一直向蓄电池大电流的充电；

进而当蓄电池的开路电压和荷电状态达到了一定值后，增加停止充电的时间，使蓄电池通过其内部的化学反应减少极化电压和降低温度等，直至到最后切换成小电流对蓄电池进行充电到结束。

最近国内外也有大量的专家和学者开始应用更加高效的充电方法来进行充电器的设计，这其中包括利用处理非线性系统效果非常好的模糊控制充电方法，该方法能更好的处理常规充电方法很难解决的时变性和干扰性等问题。

1.3论文主要研究内容

基于铅酸蓄电池的特性，论文主要研究基于专用充电控制器UC3909的开关电源四阶段充电方式，具体充电状态如图1.1所示。

四阶段充电方式可以为其提供在不同状态时合适的充电电压和电流，将恒流充电快速安全地对蓄电池进行初始充电和恒压充电进一步对蓄电池充电有效地结合起来，从而使蓄电池的容量达到额定值，延长其寿命。

图1.1四段充电方式解析图

状态1：

涓流充电（T0-T1）

当蓄电池的电压低于终止电压即所设定的门槛电压Vch时，充电器将提供一个很小的充电电流Itr进行充电，这是为了防止把恒流充电时的大电流灌入损坏蓄电池。

对于正常的蓄电池，电池电压会逐渐上升，直到门槛电压Vch，充电器将进入下一个阶段，恒流充电。

当蓄电池的初始电压高于门槛电压Vch时，充电器将越过涓流充电状态而直接进入恒流充电。

状态2：

恒流充电（T1-T2）

充电器提供一个恒定的充电电流Ibulk给蓄电池。

在这个阶段，蓄电池的容量快速增加，直到蓄电池的电压上升到过压充电电压Voc，蓄电池进入过压充电。

状态3：

过压充电（T2-T3）

在过压充电状态，充电器提供一个略高于蓄电池额定电压的恒定电压Voc给蓄电池，以使蓄电池能量最后达到饱和。

这个阶段充电电流逐渐减小，直到Ioct，表明蓄电池已被充满，进入浮充状态。

Ioct的值可以设定，通常为Ibulk5。

状态4：

浮充充电（T3-）

充电器提供一个恒定的带有温度补偿的电压Vf给蓄电池，来维持蓄电池容量保持不变，同时会提供很小的浮充电流，弥补蓄电池自身放电造成的容量损失。

此后，如果蓄电池由于使用电压下降到Voc的90%，那么充电器自动进入涓充或恒流充电状态[3]。

论文首先介绍了系统的总体方案设计，然后详细的阐述了反激式开关电源的研究与设计的方法以及UC3909充电控制器的原理与应用设计。

最后通过测试和分析，将系统的性能做出改进并总结。

2设计任务与要求

2.1设计任务

采用智能充电技术设计并实现蓄电池充电器，快速高效地对12V蓄电池进行充电，保证蓄电池所需的充电环境，并达到延长其使用寿命的效果。

2.2设计要求

（1）设计一个给12V蓄电池充电器，充电电流大于2A。

（2）设计电压检测电路，当电动车蓄电池快充满时减小充电电流，

保护蓄电池。

（3）设计温度控制电路用以控制充电温升。

（4）设计电路要能够消除大电流充电引起的极板极化。

3方案论证与选择

3.1充电电源方案论证与选择

方案一采用线性电源。

线性电源具有设计简单，成本低廉，输出电压稳定等有优点，但其变压器笨重且输出电流较低，带负载能力较弱。

方案二采用开关型电源。

开关电源设计较复杂，成本较高，但输出功率大，带负载能力很强，且输出电压可控，转换效率高。

综合两种方案,方案一虽然设计简单，但较难实现输出设计要求的2A以上的电流，方案二虽设计较为复杂，但其输出电压可变，带负载能力强且效率高，适合于蓄电池的快速充电。

所以结合本设计的要求，适合采用方案二作为充电电源方案。

3.2智能充电控制方案的论证与选择

方案一采用单片机作为智能控制。

本设计中可以采用单片机外加一些外围电路，例如AD，电流传感器等实时监控蓄电池的状态，从而控制开关电源的输出来实现智能充电。

方案二采用专用智能充电芯片。

专用智能充电芯片，例如CN3909，它的充电状态逻辑电平根据充电状态控制充电器的输出电压和电流。

可以实时快速有效地监控蓄电池状态并可以采用四段充电方式对蓄电池进行智能充电，且其外部电路较少。

综合以上两种方案，本设计采用方案二作为智能充电控制方案。

3.3开关电源拓扑结构选择

带隔离变压器的开关电源的拓扑结构有正激式和反激式两种，前者适合于要求输出大功率的应用，如150W以上，后者适合于输出较小功率的应用如100W以下。

根据题目要求对12V蓄电池充电，充电电流大约2A，得出开关电源的输出功率不超过50W，所以本设计采用反激式拓扑结构。

3.4总体设计方案

整个系统主要由UC3843开关电源控制器所控制的反激式开关电源，UC3909充电控制器所控制的DC-DC智能充电转换器，充电状态显示电路以及12V蓄电池组成。

系统总体框图如图3.1所示。

UC3843控制的反激式开关电源输出24V直流电压供给UC3909控制的DC-DC智能充电转换器，转换器通过对蓄电池充电状态的监控与分析，分段输出10.5-14.7V的电压对蓄电池进行智能充电。

图3.1系统总体框图

4硬件电路设计

硬件电路主要包括带隔离变压器的单端反激式变换器，DC-DC变换器以及充电状态显示电路组成。

4.1带隔离变压器的单端反激式开关电源

开关电源主要是由功率级和控制电路两部分组成。

功率级电路包括EMI和输入整流滤波电路，反激变换电路及输出整流滤波电路。

控制电路包括UC3843控制电路和电压采样反馈电路。

4.1.1带隔离变压器的单端反激式变换器原理

带变压隔离器的单端反激变换器是在反极性（Buck-Boost）变换器的基础上演化而来的。

在开关管Q导通时，将电源的能量存储在变压器初级电感LP中；

当开关管关断的时候，将导通期间的储能传输到次级的负载，故称之为反激式变换器。

单端反激变换器和单端正激变换器相比，首先两者的工作原理不同，其次电路结构差别也很大。

因为反激变换器在变换器反激期间，次级绕组和整流二极管组成了一个电流回路，同时也完成了磁复位的功能，所以反激变换器没有磁复位绕组，还比正激变换器少了一只续流二极管。

图4.1隔离型单端反激变换器

单端反激变换器的电路拓扑如图4.1所示，它由开关管Q、高频变压器T、整流二极管VD、滤波电容C等组成。

反激式变换器与正激式变换器的不同之处是，正激式变换器变压器的励磁电流储能一般很小，各绕组的瞬时功率代数和为零，其变压器只是起隔离、变压的作用；

而反激式变压器是工作在储能和放电的反复过程中，故反激变压器不但起着输入输出隔离的作用，而且还兼有储能电感的作用，可以称为是储能式变压器。

为了保证在能量不完全转移的条件下磁芯不会出现饱和，反激式变换器的变压器的磁芯应加有气隙。

但是加了气隙会有较大的漏感，在功率管关断时，就会产生很大的关断电压尖峰，还有可能损坏开关管；

当开关管导通时，电感电流变化率大[4]。

这样开关管的电压应力比较大，因此在很多情况下，必需要在开关管的两端加上吸收电路。

反激变换器的主要优点是结构最为简单，元器件少，成本较低，可靠性较高，驱动电路简单，缺点主要是变压器是单向励磁的，工作在CCM模式下磁芯利用率比较低，但在DCM模式下工作就有所改善；

另外反激变换器的开关器件承受的电流峰值比较大，不适用于大功率的开关电源。

因此单端反激变换器多应用于150W以下的小功率开关电源中，诸如各种工业设备、计算机设备、消费电子等设备中的开关电源。

4.1.2开关电源的功率电路

功率级电路由主要由保护电路，EMI电路，输入整流滤波电路，反激变换电路以及输出整流滤波电路组成。

EMI电路和输入整流滤波电路如图4.2所示。

图中220市电经过保险管和负温度系数热敏电阻到达EMI电路，保险管的作用是：

当电路发生故障或异常时，伴随着电流不断升高，并且升高的电流有可能损坏电路中的某些重要元器件。

保险丝会在电流异常升高到一定的阈值时熔断而防止电路过大而损坏电路。

负温度系数热敏电阻RT1的特性是：

温度越高，电阻越小。

所以开机时可以吸收浪涌电流，防止瞬间电流过大对前边的整流二极管和保险丝带来的冲击，提高了电源设计的安全系数。

而上电稳定后只会消耗很小的电能。

图4.2EMI和输入整流滤波电路

EMI电路通常由一个线圈T1和两个电容C2，C3组成。

它的作用是滤除由电网进来的各种干扰信号，防止电源开关电路形成的高频扰窜电网。

整流桥采用全桥整流，利用二极管的单向导电性把方向和大小都变化的50Hz交流电变换为方向不变但大小仍有脉动的直流电。

滤波电路用于滤除整流输出电压中的纹波，并联的电容器C5在电源的供给电压升高时，能把部分能量存储起来，而当电源电压降低时，就把能量释放出来，使输出电压变得平缓[5]。

220交流电压经过整流滤波变成Ud=300V左右的直流电压。

反激变换电路及输出整流滤波电路如图4.3所示。

主要由反激式高频变压器T2，RCD吸收电路，启动电路，MOSFET，快恢复二极管等组成。

反激式变压器T2不仅作为变压器使用，同时又作为储能电感，它的设计方法与其他类型的变压器不同。

在磁芯大小，原边电感、气隙大小，原边线圈匝数的选择，以及在磁芯内直流成分和交流成分之间的相互影响等问题都要在设计中细致考虑[6]。

图4.3反激变换电路及输出整流滤波电路

RCD吸收电路由D2，R2，C6组成，其作用是在MOSFET关断瞬间用来吸收变压器的续流尖峰。

启动电路由启动电阻R3，D3，C7和变压器的一路辅助线圈组成，一般电路在电路上电工作之前都有一个启动延时或叫软启动过程。

这样在加入直流电压Ud之后一段时间里，反激式电路的开关管保持为断态，设置这段延时的目的是为了使集成控制芯片UC3843内部供电电压达到稳定的规定值之后，控制芯片才开始投入工作。

芯片UC3843的正常供电电源是通过变压器的一路辅助电源给UC3843工作的，但是如果芯片不先工作的话，也就没有辅助电源了；

所以需要一个先给芯片启动的工作电源，这样才能正常工作。

这里通过电阻R3从直流母线上将压给芯片提供启动电流；

根据UC3843的技术资料，芯片的正常工作电流在10mA左右，启动电流在0.3mA～0.5mA。

维持芯片工作能量将被储存在并接芯片电源引脚的47uF的电解电容里。

输出整流滤波电路由D4，C12组成，反激式变换器中所使用的输出整流二极管在变换器开关周期中，主要是在功率开关管截止期间才导通工作的。

双管反激变换器输出整流二极管承受的电压应力与传统反激变换器相同，因此，整流二极管必须具有正向压降低、快速恢复的特点，还应具有足够的输出功率。

对于反激变换器，输出整流器的反向峰值电压的理论计算值为：

（4-1）

上式计算的VDR是在理想情况下的理论计算值，然而二极管在实际运行中的况并非如此简单，二极管换流和恢复过程中会出现尖峰电压和振荡过电压，漏和引线电感在瞬变过程中产生的尖峰电压，瞬时短路的情况更为严重。

因此，选取整流二极管的反向电压VDR应远大于理论计算值，并要留有足够的裕度。

般选取整流管的反向电压VDR约为3-4倍的理论计算值，设计中选用的是MUR3020，其反向击穿电压为600V，电流为15A。

C18,D5,R17的作用是：

吸收Q1闭合瞬间在其漏极产生的尖峰脉冲。

4.1.3开关电源的控制电路

控制电路部分采用高性能电流模式控制器UC3843作为控制芯片。

UC3843是高性能固定频率电流模式控制器，专为OFF-LINE和DC-DC变换器应用而设计，为设计人员提供只需最少外部元件就能获得成本效益高的解决方案。

内部的集成电路具有可微调的振荡器、能进行精确的占空比控制、温度补偿的参考，高增益误差放大器。

电流取样比较器和大电流图腾柱式输出，是驱动功率MOSFET的理想器件。

它的保护特性包括输入与参考欠压锁定滞后，逐周期电流限制，可编程输出死区时间，和一个锁存器，用于单脉冲计量。

UC3843内部简化方框图如图4.4所示。

图4.4UC3843内部简化方框

UC3843的工作原理是：

给定电压与反馈电压经误差放大后，作为门限电压U与反馈电流经采样后的电压VS一起输入到电流感应比较器，当超过门限电压后，该比较器就输出为高电平，进入到RS触发器的复位端R，使得输出Q为高电平，经或非门后输出为低电平来关断开关管，并且一直保持这种状态，直至振荡器输出脉冲到达触发器的置位端S和或非门为止，在振荡器输出为高电平的时侯，或非门始终输出为低电平，开关管也就一直的关断，这段时间由振荡器输出脉冲的宽度来决定，当振荡器输出脉冲下降的同时，RS触发器的输出Q变为低电平，经或非门输出就变为高电平，输出控制脉冲就如此周期性地工作，其中PWM信号的上升沿由振荡器来决定，下降沿由开关管电流和输出电压共同决定，反转触发器T限制PWM的占空比调节范围在0～50%之内[7]。

4.1.4电压反馈取样电路设计

反激式电源变换器的输入和输出一般都是隔离的，所以电压反馈信号和控制芯片是不共地的，需要隔离采样。

对于一个隔离型单路输出的开关变换器，一般存在三类电位参考点。

第一类参考点是主电路中变压器一次绕组所在电路部分的公共参考地；

第二类参考点是主电路中变压器二次绕组所在电路的公共参考地；

第三类参考点是控制电路的公共参考地。

由于主电路功能是传输和处理能量，所以这部分电路中会有高电压和大电流功率信号；

而控制电路的功能是处理微弱信

号，所以控制芯片的耐压一般不超过30V[8]。

这样，最好是控制电路与主电路不存在直接的电气连接，即不能共地，这样可以避免主电路中的大电流信号对控制电路的影响。

但控制电路要对主电路提供控制信号，因此需要电气隔离，一般用磁隔离和光电隔离等。

同时控制电路又要完成对主电路输出信号的采样，处理以及调节其输出能量等功能，所以在闭环调节系统中，控制电路的输入与主电路输出端也需要进行隔离处理，一般都是采用光电隔离。

光电隔离一般采用线性光电耦合器件，本设计选用的是PC817。

控制电路输出与主电路的隔离是驱动隔离，控制电路与主电路输出的隔离是反馈隔离[9]。

图4.5电压采样反馈电路

电压采样反馈电路如图4.5所示，它主要由光耦PC817和稳压器件TL431等元器件组成。

TL431作为基准和反馈误差放大器，采样输出，并产生相应的误差电压。

该误差电压通过光耦PC817转变成误差电流，耦合到初级中，再转换成电压作为控制芯片UC3843的VFB端口的输入。

这里是把光耦的C极直接连到VCC，2脚通过一个1K的电阻接地，再通过一个4.7K电阻将电压采样到UC3843的VFB脚。

在图4.5电压反馈取样电路中，由光耦PC817和精密稳压管TL431相配合，作为参考、隔离、取样和放大，组成负反馈环路。

下面对电路中的参数进行设计计算[10]。

（1）反馈取样电路中的采样电阻R16、R15的取值。

R15的值不是任意取的，要考虑两个因素:

（a）TL431参考输入端的电流。

一般此电流为2μA左右，为了避免此端电流影响分压比和避免噪音的影响，一般取流过电阻R15的电流为参考段电流的100倍以上，所以：

（4-2）

（b）待机功耗的要求。

为了减小待机功耗，在满足小于12.5K欧姆的情况下尽量取大值。

在这里取R15=10K欧姆，外加Rp1调节输出电压。

由TL431的datasheet资料可知，其内部有一个的基准电压Vref=2.5V，根据TL431的稳压性能，R16、R15、Rp1、Vout、Vref有固定的关系：

（4-3）

输出电压为24V，由式4-3可得：

（4-4）

（2）限流电阻R12的取值，R12的取值要保证高压控制端取得所需要的电流。

UC3843的误差放大器输出电压摆幅为0.8V<

Vo<

6V,三极管集射电流Ic受发光二极管正向电流IF控制,通过PC817的Vce与IF关系曲线（如图4.6所示）可以确定PC817发光二极管正向电流IF。

由图可知,当PC817发光二极管正向电流IF在5mA左右时,三极管的集射电流Ic在7mA左右变化,而且集射电压Vce在很宽的范围内线性变化,这也符合UC3843的控制要求。

图4.6PC817的Vce与IF关系曲线

由PC817的datasheet资料可知，其电流传输比CTR=0.8～1.6，当IC=7mA时,考虑最坏的情况,取CTR=0.8，此时要求流过发光二极管最大电流为：

（4-5）

所以R12的取值范围应为：

（4-6）

同时发光二极管能承受的最大电流为50mA，TL431为100mA，故取流过R12的最大电流为50mA，所以R12的取值范围应为：

（4-7）

所以，406欧姆<

R12≤2320欧姆,设计中取1K欧姆。

（3）偏压电阻R13的取值

从TL431的技术参数知，Vka在2.5V～37V变化时，TL431的工作电流Ika范围在1mA～100mA之间，其死区电流为1mA，也就是R12的电流接近于零时，也要保证TL431有1mA，所以：

（4-8）

除此以外也是功耗方面的考虑,由前所述，PC817的IF取7mA，先前取R12的值为1000欧姆，则其上的压降值为：

（4-9）

PC817发光二极管的正向压降Vf=1.2V，则R13上的压降值为：

（4-10）

取Ika=20mA，则流过R13的电流为：

（4-11）

因此，R13的值为：

（4-12）

取R13为500欧姆。

在图4.5电压反馈取样电路中，在稳压管TL431两端并接了一只电容C16，它具有延时软启动的功能，这样能减少元器件所受的应力。

延时时间的长短与开关电源输出的功率大小有关，大功率电源一般要延时30～45ms，中小功率的电源只要延时10～30ms就可以了。

电源的延时时间主要取决于启动电容的容量，另外还与电源电路的输入阻抗有关。

对启动时间要进行调整，延时时间不能太长，否则会影响控制灵敏度[11]。

4.2UC3909控制的DC-DC智能充电模块设计

利用UC3909充电控制器,可以组成开关型铅酸电池快速充电器。

该芯片中的平均电流型PW