仪表放大器的应用技巧摘Word文档下载推荐.docx
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输入偏置电流现在可以自由流入地并且不会像以前那样产生大输入失调。
在过去的电子管电路中,产生类似的效应,需要在栅极(输入)和地之间使用一个栅极 漏电阻以放空积累的电荷(栅极上的电子)。
图3、每个输入端和地之间的高阻值电阻器提供一个有效的DC返回路程
2.AC输入耦合
再看图3,R1和R2的实际值通常为1MΩ(或小于MΩ)。
电阻值的选择是在失调误差和电容值之间的一个折衷。
输入电阻越大,由于输入失调电流引起的输入失调电压越大。
失调电压漂移也会增加。
当R1和R2选用较低的电阻值时,C1和C2必须使用越高的输入电容值以提供相同的-3dB转折频率
F-3dB=1/(2πR1C1),这里R1=R2并且C1=C2
除非AC耦合电容器的输入端出现大的DC电压,否则应当使用非极性电容器。
因此,为了保持器件的尺寸尽可能小,C1和C2应为0.1μF或更小。
通常,电容值越小越好,因为这样成本会降低并且尺寸会减小。
输入耦合电容器的额定工作电压需要足够高以避免因任何可能发生的高输入瞬态电压而造成的击穿。
3.阻容元件匹配
由于(IB1R1)-(IB2R2)=ΔVOS,R1和R2之间的任何不匹配都将引起输入失调不平衡(IB1-IB2),产生输入失调电压误差。
一条有用的规则是保持IBR<
10mV。
表1、为AC耦合仪表放大器输入推荐的阻容元件值
ADI公司仪表放大器的输入偏置电流根据其输入结构不同而变化很大。
但是,大多数的最大输入偏置电流都在1.5nA和10nA之间。
表1给出采用1%金属薄膜电阻器用于AC耦合的典型的阻容值以及每个输入的偏置电流值。
图4示出一个为变压器耦合输入推荐的DC返回路径。
图4、为变压器耦合输入推荐的DC返回路径
4.电缆终端
当在几百千赫(kHz)以上频率条件下使用仪表放大器时,应当在其输入端和输出端连接阻抗合适的50Ω或75Ω同轴电缆。
正常地,电缆终端应当在同轴电缆中心导线与其末端的遮罩线之间简单地连接一苹50Ω或75Ω的电阻器。
应当注意的是,为了驱动这些负载到有用的电平,可能需要一个缓冲放大器。
仪表放大器防ESD和直流过载的输入保护电路
1.防ESD和DC过载的输入保护
作为用于数据采集系统的介面放大器,仪表放大器经常要遇到输入过载,即电压幅度超过所选择增益范围的满度值或甚至超过电源电压。
这些过载一般分为两类∶稳态过载和瞬态过载(ESD等),後者发生在仅几分之一秒的时间内。
对于三运放仪表放大器设计,当以低增益(10或10以下)工作,增益电阻器作为限流元件与它们的电阻输入串联。
当在高增益条件下,由于RG的阻值较低可能不能完全保护输入端免受过载电流的侵害。
标准的做法是在每个输入端都接限流电阻器,但加上这种保护也增加了电路的噪声。
因此在提供的保护作用和引起的电阻器噪声(约翰逊噪声)增加之间需要一种合理的权衡。
使用具有高抗噪声能力的仪表放大器能够允许较大的串联保护而不会严重增加其总电路噪声。
当然,增加的噪声越少越好,但一条有用的规则是需要这种额外保护的电路能够很容易地允许电阻值产生30%总电路噪声。
例如,一个使用具有20nV/Hz1/2额定噪声的仪表放大器的电路能够允许6nV/Hz1/2的附加约翰逊噪声。
使用下面的试选法将这个数据转换为实际电阻值。
1kΩ电阻器的约翰逊噪声大约是4nV/Hz1/2。
这个值随电阻值的平方根变化。
因此,20kΩ电阻器的噪声是1kΩ电阻器的201/2倍,为17.88nV/Hz1/2(4.4721×
4nV/Hz1/2)。
由于两个输入端都需要保护,因而需要两苹电阻器,并且它们的组合噪声按电阻器个数的平方根增加(平方和的平方根)。
在这种情况下,两个20kΩ电阻器增加的总噪声为25.3nV/Hz1/2(17.88×
1.414)。
图5示出AD8221仪表放大器输入结构的详细电路。
如图5所示,它具有与每个输入二极管串联的内部400Ω电阻器。
图5、AD8221仪表放大器输入电路
AD8221适合处理6mA稳态(或DC)最大输入电流。
其内部电阻器和二极管将保护器件避免输入电压高于正电源0.7V,或低于负电源(6mA×
0.4kΩ)2.4V。
因此,对于±
15V电源,最大安全输入电压幅度是+15.7V,-17.4V。
如果要扩大这个安全输入电压幅度,可以增加外部串联电阻器,但要以增大电路噪声为代价。
AD8221仪表放大器是一种噪声极低的器件,最大值(eNI)为8nV/Hz1/2。
一苹1kΩ电阻器会增加大约107nV/Hz1/2的噪声。
这会将最大DC电平上升到高于每个电源电压大约22.5V,对于±
15V电源上升到±
37.5V。
图6、AD620系列(AD620,AD621,AD622)仪表放大器输入电路
图6示出AD620仪表放大器的输入级。
它非常相似于AD8221∶都使用一个400Ω电阻器与每个输入端串,并且都使用二极管保护。
主要的不同是AD8221有四个附加的二极管,其中一组连接在每个输入端和正电之间,另一组连接在每个输入三极管的基极和负电源之间。
AD620使用其400Ω内部电阻器和一组二极管防止负输入电压。
对于正电压过载,它依靠其自身的基极-射极输入结作为箝位二极管。
图7、AD627仪表放大器输入电路
AD627能够耐受20mA瞬态输入电流(见图7)。
另外,它具有内置2kΩ电阻并且能处理高于其电源电压40V(20mA×
2kΩ)的输入电压。
这种保护十分有用。
由于其低功耗,AD627的许多应用使用低电压单电源。
如果需要更大的保护,可增加非常大的外部电阻器而不会使AD627的38nV/Hz1/2噪声严重变坏。
在这种情况下,增加两苹5kΩ电阻器使电路的噪声大约增加13nV/Hz1/2(30%),但会提供一个额外的±
100V瞬态过载保护。
图8、AD623仪表放大器输入电路
图8示出AD623仪表放大器的输入电路。
在这个设计中,内部(ESD)二极管放置在输入电阻之前,因而提供的保护作用比其他设计要小。
AD623可耐受10mA最大输入电流,但在许多情况下,需要一些外部串联电阻器保持输入电流低于这个水准。
由于AD623的器件噪声大约是35nV/Hz1/2,这里可增加达5k的外部电阻器以提供50VDC过载保护,而总输入噪声仅增加到38nV/Hz1/2。
2.用外接二极管对输入保护
利用附加外部箝位二极管可增加器件输入保护,如图9所示。
由于使用了大电流二极管,所以增加了输入保护,它允许使用阻值降低许多的输入保护电阻器,从而也减小了电路噪声。
不幸的是,大多数普通二极管(肖特基二极管,矽二极管等)都具有很高的 漏电流,从而会在仪表放大器的输出端产生很大的失调误差;
这种漏电流与温度呈指数关系增加。
这样势必导致在采用具有高阻抗源的仪表放大器的应用中取消外部二极管的使用。
虽然现在有了漏电流降低很多的特殊二极管,但是通常很难找到而且也很贵。
对于绝大多数应用,限流电阻器是唯一能够对于ESD和较长时间输入瞬态过载提供充分保护的方案。
尽管有这些限制,在一些特殊应用中经常需要外部二极管,例如电子除颤器,它利用短脉宽、高电压。
可能需要外部二极管和非常大的输入电阻器(达100kΩ)结合使用以充分保护仪表放大器。
为了保证外部二极管在仪表放大器的内部保护二极管开始吸收电流之前开始传导良好,检查二极管的技术指标是一个好办法。
尽管它们提供良好的输入保护,但是标准肖特基二极管的漏电流高达几毫安培(mA)。
但是,在图9的例子中,可使用快速肖特基势垒整流器,例如,国际整流器公司的SD101系列产品;
这些器件具有200nA最大漏电流和400mW典型功耗。
图9、使用外部元件体增加输入保护
3.防ESD和瞬态过载的输入保护
保护仪表放大器输入不受高电压瞬态过载和ESD事件的损害对于电路的长期可靠性是非常重要的。
功耗通常是输入电阻器的一个重要因素,无论内部电阻器还是外部电阻器,必须能够有效地处理输入脉冲大多数的功率。
虽然ESD事件可能是极高电压,但它们通常是非常短的脉宽而且往往是一次性事件。
由于电路在下一个事件发生前有大量时间去冷却,因而适度的输入保护足以保护使器件不受破坏。
另一方面,经常发生的短脉宽输入瞬态过载很容易过热并且烧断输入电阻或仪表放大器输入级。
一苹1kΩ电阻器,与仪表放大器输入端串联吸收20mA的电流,功耗为0.4W,通过一个标准的0.5W或更大的表面安装电阻很容易处理。
如果输入电流加倍,功耗增为原来的4倍,因为它与输入电流的平方(或施加电压的平方)成正比。
尽管使用一苹较大功率保护电阻器是一件简单的事,但这是一个危险的做法,因为仪表放大器的输入级功耗也会增加。
这很容易导致器件失效。
除了ESD事件,最好总是采用保守的办法并且全脉宽输入时处理所有瞬态输入信号。
要期望这些设计能够起到长期保护作用,必须使用足够大阻值的电阻器保护仪表放大器的输入电路避免失效,并且使用足够大功率的电阻器防止烧毁电阻器。
如何时提高仪表放大器的精度
现代仪表放大器的性能不断改进,从而以更低成本为用户提供不断提高的精度和多功能。
尽管提高了这些产品性能,但仍存在一些严重影响器件精度的基本应用问题。
现在低成本、高解析度ADC已经被普遍使用,如果仪表放大器被用作ADC前端的前置放大器,那麽系统设计工程师需要保证能与ADC匹配的仪表放大器的精度。
1.对最低限失调电压漂移的设计
失调电压漂移误差不仅包括那些与使用的有源器件(IC仪表放大器或采用运放组成分立的仪表放大器)相关的误差,而且包括电路元器件或布线中的热电偶效应。
仪表放大器的输入偏置失调和输入失调电流流过不平衡的源阻抗也会产生附加的失调误差。
在用单独的运放组成的仪表放大器设计中,这些误差随温度增加,除非使用精密运放。
2.对最低限增益漂移的设计
当考虑增益误差时,经常忽视PCB布线,电路的温度梯度,以及任何外部增益电阻器的特性对增益误差的影响。
如果需要高DC精度,增益电阻器的最大允许误差,它的温度系数,该电阻器相对于同一增益网络中其他电阻器的物理位置,以及甚至其物理方向(垂直或水准)都是重要的设计考虑。
表2、推荐的串联保护电阻值
在许多ADC前置放大器电路中,仪表放大器的增益通过一个用户选择的外部电阻器来设置,因此这只电阻器的最大允许误差以及它对温度的变化,就像IC内置的电阻器一样会影响电路的增益精度。
常用的电阻器包括通孔插装的1%1/4W金属薄膜电阻器和1%1/8W晶片电阻器。
这两种类型的电阻器具有典型的100ppm/℃温度系数(TC)。
但是,有些晶片电阻器会具有200ppm/℃或甚至250ppm/℃的TC。
甚至在使用1%100ppm/℃的电阻器时,仪表放大器的增益精度也会下降。
电阻器的初始室温精度仅为±
1%,对于每℃的温度变化,电阻器会漂移0.01%(100ppm/℃)。
初始增益误差很容易利用软件方法减去,但是为了修正对温度的误差,需要不断重新校准(并且包括温度传感器)。
如果电路经过初始校准,对于10℃温度变化,总增益精度减小到大约10bit(0.1%)精度。
因此甚至在12bitADC前端,也从未使用外接1%标准金属薄膜增益电阻器的仪表放大器∶它会破坏14bit或16bitADC的精度。
与外部电阻器相关的附加的误差源也会影响增益的精度。
首先是由输入信号幅度产生的电阻器发热导致的误差。
图10示出的一个简单的运放电压放大器就是一个实例。
图10、输入信号幅度引起增益误差的例子
在零信号条件下,没有输出信号,电阻器不会发热。
但是当施加一个输入信号时,一个被放大的电压信号就会出现在该运放的输出端。
当放大器工作在有增益条件下,电阻器R1的阻值要比R2大。
这意味著加在R1两端上的电压要大于加在R2两端上的电压。
每只电阻器的功耗等于该电阻器两端电压的平方除以其电阻值。
因此,该电阻器的功耗和其内部发热会随电阻值成比例增加。
在这个例子中,R1为9.9kΩ,R2为1kΩ。
因此,R1的功耗是R2的9.9倍。
这会导致一个随输入幅度变化的增益误差。
使用具有不同TC的电阻器也会引起增益误差。
甚至当使用TC匹配的电阻器时,随输入信号幅度变化的增益误差仍会发生。
使用较大阻值(即较高功率)的电阻器会减少这些影响,但精密的低TC功率电阻器很贵并且也很难找到。
当使用一个分立三运放仪表放大器时,如图11所示,这些误差将被减少。
在三运放仪表放大器中,有两个反馈电阻器R1和R2,以及一个增益电阻器RG。
由于仪表放大器使用两个反馈电阻器而运放只使用一个,仪表放大器的每一苹电阻器仅有一半的功耗(对于相同增益)。
单片仪表放大器,例如AD620,通过使用较大阻值(25kΩ)的反馈电阻器,提供了进一步的优点。
对于一个给定的增益和输出电压,大反馈电阻器的功耗较小(即,P=V2/RF)。
图11、采用大阻值、低TC回馈电阻器组成的三运放放大器
当然,一个分立仪表放大器也可设计成使用大阻值、低TC电阻器,但会增加成本和复杂性。
另一个没那麽严重但仍很显著的误差源是所谓的热电偶效应,有时也称为热EMF。
这发生在当两种不同的导体(例如,铜和金属薄膜)连接在一起时。
当这种双金属结点被加热,就会产生一个简单的热电偶。
当使用相同的金属时,例如铜-铜结点,可产生达0.2mV/℃的热电误差电压。
热电偶效应的例子如图12所示。
图12、分立电阻器内部的热电偶效应
最後一个误差源是当外部增益电阻器两端有温度梯度时产生的。
为了节省PCB面积,将电阻器直立安装在PCB的简单情况,总会在电阻器两端产生温度梯度。
将电阻器平放在PCB上会解决这个问题,除非空气沿电阻的轴向流动(气流冷却电阻器的那一端要比另一端的温度低)。
安装电阻器时使其轴向垂直于气流方向可将这种温度影响减到最小。
3.实际解决方案
概括起来,单片仪表放大器使用外部电阻器时会产生许多DC失调和增益误差。
分立设计往往会出现更大的误差。
对于这个问题有三种实际解决方案∶采用优质的电阻器,使用软件修正,最好的方案仍然是采用所有增益电阻器都在片内的仪表放大器,例如AD621。
方案1∶采用优质的增益电阻器
通常,假定经过一些初始校准,使用普通的1%电阻器仅可能获得12bit或13bit的增益性能。
解决这个问题的一种有用的方案是采用优质的电阻器。
采用0.1%1/10W表面安装电阻会显著提高性能。
除了具有提高10倍的初始精度,其TC典型值仅25ppm/℃,在10℃温度范围内会提供优于13bit的精度。
如果需要更高的增益精度,有专业公司出售的具有较低TC的电阻器,但通常都是很贵的军品。
方案2∶采用固定增益的仪表放大器
到目前为止,采用所有电阻器都包含在IC内的单片仪表放大器(例如,AD621或AD8225)可提供最佳的总体DC性能。
这样,所有电阻器都具有相同的TC,都处于实际上相同的温度,并且晶片的任何温度梯度都非常小,所以保证增益误差漂移并且达到非常高的标准。
在增益为10的条件下,AD621保证具有小于2.5μV/℃的DC失调漂移最大值和±
5ppm/℃增益漂移最大值,即仅0.0005%/℃。
AD8225是一种固定增益为5的仪表放大器。
它具有2μV/℃失调漂移最大值和0.3μV/℃漂移最大值。
仪表放大器的误差源及输入,输出误差分析
另一个重要的设计考虑是电路增益如何影响许多仪表放大器误差源,例如,DC失调和噪声。
仪表放大器应该看作是具有输入级和输出级的两级放大器。
每级都有它自己的误差源。
由于输出级的误差要乘以一个固定增益(通常为2),在低电路增益条件下,这一级经常是主要的误差源。
当仪表放大器工作在较高增益时,输入级的增益也提高。
由于增益提高,输入级贡献的误差被放大,而输出级误差没变。
因此,在高增益条件下,输入级误差起主要作用。
由于不同的技术指标表上的器件技术指标经常涉及到不同类型的误差,对于粗心的工程师很容易在产品之间做出不正确的比较。
技术指标中可能会列出以下四类基本误差∶输入误差,输出误差,RTI总误差和RTO总误差。
这里试图给出便于简化的解释,而不是一些复杂的定义。
输入误差是由于放大器的输入级单独贡献的误差;
输出误差是由于放大器的输出级引起的误差。
我们常常将与输入端相关的误差分类和组合在一起,称作折合到输入端(RTI)误差,而将所有与输出端相关的误差则称之为折合到输出端(RTO)误差。
对于给定的增益,仪表放大器的输入误差和输出误差可使用以下公式计算∶
RTI总误差=输入误差+输出误差/增益
RTO总误差=增益×
输入误差+输出误差
有时技术指标页会列出一个对于给定增益的RTI或RTO的误差项。
在其他情况下,则需要用户根据要求的增益计算误差。
1.失调误差
以AD620A为例,可以利用在AD620A的技术指标页中列出的具体误差计算工作在增益为10时的总失调电压误差。
因为表中列出AD620(VOSI)的输入失调电压典型值为30μV,它的输出失调电压(VOSO)为400μV,所以RTI总失调电压等于∶
RTI总误差=VOSI+(VOSO/G)
=30μV+(400μV/10)
=30μV+40μV
=70μV
RTO总失调电压等于∶
RTO总误差=G×
VOSI+VOSO
=10×
30μV+400μV
=700μV
应当注意RTO误差值比RTI误差值大10倍。
从逻辑上讲,这应当是对的。
因为当增益为10时,该仪表放大器的输出误差应当是其输入误差的10倍。
2.噪声误差
仪表放大器的噪声误差也需要用类似的方式考虑。
因为典型的三运放仪表放大器的输出级工作在单位增益,输出级的噪声贡献通常非常小。
但也有输出级工作在较高增益的三运放仪表放大器,并且双运放仪表放大器中通常第二个放大器工作在增益条件下。
当工作在增益条件下的某一级,其噪声随输入信号一起被放大。
除了两级的噪声按均方根相加,RTI和RTO噪声误差的计算方法与失调误差的计算方法相同。
真实世界应用必须处理不断增加的射频干扰(RFI)。
特别要考虑信号传输线路长并且信号强度低的情况。
这是仪表放大器的典型应用,因为其固有的CMR性能允许仪表放大器提取叠加在很强的共模噪声和干扰信号上的微弱差分信号。
仪表放大器设计的RFI干扰及RFI滤波电路设计
但是,一个经常被忽视的潜在问题是仪表放大器内部的射频(RF)整流。
当有很强的RF干扰存在时,它可能被IC整流之後会表现为DC输出失调误差。
仪表放大器的CMR能力通常会大大减小出现在其输入端的共模信号。
不幸的是,发生RF整流是因为即使最好的仪表放大器在20kHz以上的频率条件下事实上没有CMR能力。
很强的RF信号首先被仪表放大器的输入级整流,然後表现为DC失调误差。
一旦被整流,其输出端的低通滤波怎麽也不能去除这个误差。
如果RFI是断续性的,这会导致无法检测的测量误差。
1.设计实用的RFI滤波器
最实用解决方案是通过使用一个差分低通滤波器在仪表放大器前提供RF衰减滤波器。
该滤波器需要完成三项工作∶尽可能多地从输入端去除RF能量,保持每个输入端和地之间的AC信号平衡,以及在测量带宽内保持足够高的输入阻抗以避免降低对输入信号源的带载能力。
图13示出一个用于多种差分RFI滤波器的基本单元电路。
图中选用的元器件值适合AD8221,它的-3dB带宽典型值为1MHz和电压噪声典型值为7nV/Hz1/2。
该滤波器除了提供对RFI抑制,还提供附加的输入过载保护,因为电阻器R1a和R1b帮助把仪表放大器的输入电路与外部信号源隔离。
图14是一个RFI电路原理图。
它示出一个由电桥电路组成的滤波器,它的输出端接到该仪表放大器的两个输入端。
因为,C1a/R1a和C1b/R1b时间常数的任何不匹配都会使电桥不平衡并且降低高频共模抑制。
所以,电阻器R1a和R1b以及电容器C1a和C1b应当总是相等。
如图14中所示,C2跨接电桥输出端以便C2有效地与C1a和C1b的串联组合并联。
这样连接,C2非常有效地减小了由于不匹配造成的任何ACCMR误差。
例如,如果C2比C1大10倍,那麽它能将由于C1a/C1b不匹配造成的CMR误差降低20倍。
注意,该滤波器不影响DCCMR。
RFI滤波器有两种不同的带宽∶差分带宽和共模带宽。
差分带宽定义为当差分输入信号施加到电路的两个输入端(+IN和-IN)时滤波器的频率响应。
RC时间常数由两个阻值相等的输入电阻器(R1a,R1b)之和,以及与C1a和C1b的串联组合并联的差分电容器C2一起决定。
该滤波器的-3dB差分带宽(BW)为∶共模带宽定义为连接在一起的两个输入与地之间出现的共模RF信号。
认识到C2不影响共模RF信号的带宽很重要,因为这个电容是连接在两个输入端之间(有助于使它们保持在相同的RF信号幅度)。
因此,共模带宽由两个RC网络(R1a/C1a和R1b/C1b)对地的并联阻抗决定。
-3dB共模带宽等于∶
采用如图13的电路,C2值为0.01μF,-3dB差分信号带宽大约为1,900Hz。
当工作在增益为5条件下,在10Hz~20MHz频率范围内电路测量到的RTIDC失调漂移小于6μV。
当工作在单位增益条件下,没有可测量的DC失调漂移。
图13、用于防止RFI整流误差的低通滤波器电路
RFI滤波器应使用两面都有地线层的PCB制作。
所有元器件引脚应尽可能短。
输入滤波器的地应采用最直接的路径连
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