IGBT各种驱动保护.docx
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IGBT各种驱动保护
IGBT的简介
IGBT的基本结构
绝缘栅双极晶体管本质上是一个场效应晶体管,只是在漏极和漏区之间多了一个P型层。
根据国际电工委员会IEC/TC(CO)1339文件建议,其各部分名称基本沿用场效应晶体管的相应命名。
图2-53所示为一个N沟道增强型绝缘栅双极晶体管结构,N+区称为源区,附于其上的电极称为源极。
N+区称为漏区。
器件的控制区为栅区,附于其上的电极称为栅极。
沟道在紧靠栅区边界形成。
在漏、源之间的P型区(包括P+和P一区)(沟道在该区域形成),称为亚沟道区(Subchannelregion)。
而在漏区另一侧的P+区称为漏注入区(Draininjector),它是IGBT特有的功能区,与漏区和亚沟道区一起形成PNP双极晶体管,起发射极的作用,向漏极注入空穴,进行导电调制,以降低器件的通态电压。
附于漏注入区上的电极称为漏极。
为了兼顾长期以来人们的习惯,IEC规定:
源极引出的电极端子(含电极端)称为发射极端(子),漏极引出的电极端(子)称为集电极端(子)。
这又回到双极晶体管的术语了。
但仅此而已。
IGBT的结构剖面图如图2-53所示。
它在结构上类似于MOSFET,其不同点在于IGBT是在N沟道功率MOSFET的N+基板(漏极)上增加了一个P+基板(IGBT的集电极),形成PN结j1,并由此引出漏极、栅极和源极则完全与MOSFET相似。
由图2-54可以看出,IGBT相当于一个由MOSFET驱动的厚基区GTR,其简化等效电路如图2-55所示。
图中Rdr是厚基区GTR的扩展电阻。
IGBT是以GTR为主导件、MOSFET为驱动件的复合结构。
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N沟道IGBT的图形符号有两种,如图2-56。
所示。
实际应用时,常使用图2-56b所示的符号。
对于P沟道,图形符号中的箭头方向恰好相反,如图2-57所示。
IGBT的开通和关断是由栅极电压来控制的。
当栅极加正电压时,MOSFET内形成沟道,并为PNP晶体管提供基极电流,从而使IGBT导通,此时,从P+区注到N一区进行电导调制,减少N一区的电阻Rdr值,使高耐压的IGBT也具有低的通态压降。
在栅极上加负电压时,MOSFET内的沟道消失,PNP晶体管的基极电流被切断,IGBT即关断。
正是由于IGBT是在N沟道MOSFET的N+基板上加一层P+基板,形成了四层结构,由PNP-NPN晶体管构成IGBT。
但是,NPN晶体管和发射极由于铝电极短路,设计时尽可能使NPN不起作用。
所以说,IGBT的基工作与NPN晶体管无关,可以认为是将N沟道MOSFET作为输入极,PNP晶体管作为输出极的单向达林顿管。
采取这样的结构可在N一层作电导率调制,提高电流密度。
这是因为从P+基板经过N+层向高电阻的N--层注入少量载流子的结果。
IGBT的设计是通过PNP-NPN晶体管的连接形成晶闸管。
IGBT的工作原理和工作特性
IGBT的开关作用是通过加正向栅极电压形成沟道,给PNP晶体管提供基极电流,使IGBT导通。
反之,加反向门极电压消除沟道,流过反向基极电流,使IGBT关断。
IGBT的驱动方法和MOSFET基本相同,只需控制输入极N一沟道MOSFET,所以具有高输入阻抗特性。
当MOSFET的沟道形成后,从P+基极注入到N一层的空穴(少子),对N一层进行电导调制,减小N一层的电阻,使IGBT在高电压时,也具有低的通态电压。
IGBT的工作特性包括静态和动态两类:
1.静态特性IGBT的静态特性主要有伏安特性、转移特性和开关特性。
IGBT的伏安特性是指以栅源电压Ugs为参变量时,漏极电流与栅极电压之间的关系曲线。
输出漏极电流比受栅源电压Ugs的控制,Ugs越高Id越大。
它与GTR的输出特性相似.也可分为饱和区1、放大区2和击穿特性3部分。
在截止状态下的IGBT,正向电压由J2结承担,反向电压由J1结承担。
如果无N+缓冲区,则正反向阻断电压可以做到同样水平,加入N+缓冲区后,反向关断电压只能达到几十伏水平,因此限制了IGB的某些应用范围。
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IGBT的转移特性是指输出漏极电流Id与栅源电压Ugs之间的关系曲线。
它与MOSFET的转移特性相同,当栅源电压小于开启电压Ugs(th)时,IGBT处于关断状态。
在IGBT导通后的大部分漏极电流范围内,Id与Ugs呈线性关系。
最高栅源电压受最大漏极电流限制,其最佳值一般取为15V左右。
IGBT的开关特性是指漏极电流与漏源电压之间的关系。
IGBT处于导通态时,由于它的PNP晶体管为宽基区晶体管,所以其B值极低。
尽管等效电路为达林顿结构,但流过MOSFET的电流成为IGBT总电流的主要部分。
此时,通态电压Uds(on)可用下式表示
Uds(on)=Uj1+Udr+IdRoh(2-14)
式中Uj1——JI结的正向电压,其值为0.7~1V;
Udr——扩展电阻Rdr上的压降;Roh——沟道电阻。
通态电流Ids可用下式表示:
Ids=(1+Bpnp)Imos(2-15)
式中Imos——流过MOSFET的电流。
由于N+区存在电导调制效应,所以IGBT的通态压降小,耐压1000V的IGBT通态压降为2~3V。
IGBT处于断态时,只有很小的泄漏电流存在。
2.动态特性IGBT在开通过程中,大部分时间是作为MOSFET来运行的,只是在漏源电压Uds下降过程后期,PNP晶体管由放大区至饱和,又增加了一段延迟时间。
td(on)为开通延迟时间,tri为电流上升时间。
实际应用中常给出的漏极电流开通时间ton即为td(on)tri之和。
漏源电压的下降时间由tfe1和tfe2组成,如图2-58所示
IGBT在关断过程中,漏极电流的波形变为两段。
因为MOSFET关断后,PNP晶体管的存储电荷难以迅速消除,造成漏极电流较长的尾部时间,td(off)为关断延迟时间,trv为电压Uds(f)的上升时间。
实际应用中常常给出的漏极电流的下降时间Tf由图2-59中的t(f1)和t(f2)两段组成,而漏极电流的关断时间
t(off)=td(off)+trv十t(f)(2-16)式中,td(off)与trv之和又称为存储时间。
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IGBT的擎住效应与安全工作区
在分析擎住效应之前,我们先回顾一下IGBT的工作原理(这里假定不发生擎住效应)。
1.当Uce<0时,J3反偏,类似反偏二极管,IGBT反向阻断;
2.当Uce>0时,在Uc 3.IGBT的关断。 在IGBT处于导通状态时,当栅极电压减至为零,此时 Ug=0<Uth,沟道消失,通过沟道的电子电流为零,使Ic有一个突降。 但由于N一区注入大量电子、空穴对,IC不会立刻为零,而有一个拖尾时间。 IGBT为四层结构,体内存在一个奇生晶体管,其等效电路如图2-60所示。 在V2的基极与发射极之间并有一个扩展电阻Rbr,在此电阻上P型体区的横向空穴会产生一定压降,对J3结来说,相当于一个正偏置电压。 在规定的漏极电流范围内,这个正偏置电压不大,V2不起作用,当Id大到一定程度时,该正偏置电压足以使V2开通,进而使V2和V3处于饱和状态,于是寄生晶体管开通,栅极失去控制作用,这就是所谓的擎住效应.IGBT发生擎住效应后,漏极电流增大,造成过高功耗,导致损坏。 可见,漏极电流有一个临界值Idm。 当Id>Idm时便会产生擎住效应。 在IGBT关断的动态过程中,假若dUds/dt过高,那么在J2结中引起的位移电流Cj2(dUds/dt)会越大,当该电流流过体区扩展电阻Rbr时,也可产生足以使晶体管V2开通的正向偏置电压,满足寄生晶体管开通擎住的条件,形成动态擎住效应。 使用中必须防止IGBT发生擎住效应,为此可限制Idm值,或者用加大栅极电阻Rg的办法延长IGBT关断时间,以减少dUds/dt值。 值得指出的是,动态擎住所允许的漏极电流比静态擎住所允许的要小,故生产厂家所规定的Id值是按动态擎住所允许的最大漏极电流来确定的。 安全工作区 安全工作区(SOA)反映了一个晶体管同时承受一定电压和电流的能力。 IGBT开通时的正向偏置安全工作区(FBSOA),由电流、电压和功耗三条边界极限包围而成。 最大漏极电流Idm是根据避免动态擎住而设定的,最大漏源电压Udsm是由IGBT中晶体管V3的击穿电压所确定,最大功耗则是由最高允许结温所决定。 导通时间越长,发热越严重,安全工作区则越窄,如图2-61。 所示。 IGBT的反向偏置安全工作区(RBSOA)如图2-61b所示,它随IGBT关断时的dUds/dt而改变,dUds/dt越高,RBSOA越窄。 IGBT管好坏的检测 IGBT管的好坏可用指针万用表的Rxlk挡来检测,或用数字万用表的“二极管”挡来测量PN结正向压降进行判断。 检测前先将IGBT管三只引脚短路放电,避免影响检测的准确度;然后用指针万用表的两枝表笔正反测G、e两极及G、c两极的电阻,对于正常的IGBT管(正常G、C两极与G、c两极间的正反向电阻均为无穷大;内含阻尼二极管的IGBT管正常时,e、C极间均有4kΩ正向电阻),上述所测值均为无穷大;最后用指针万用表的红笔接c极,黑笔接e极,若所测值在3.5kΩl左右,则所测管为含阻尼二极管的IGBT管,若所测值在50kΩ左右,则所测IGBT管内不含阻尼二极管。 对于数字万用表,正常情况下,IGBT管的C、C极问正向压降约为0.5V。 l、判断极性首先将万用表拨在R1K。 挡,用万用表测量时,若某一极与其它两极阻值为无穷大,调换表笔后该极与其它两极的阻值仍为无穷大,则判断此极为栅极(G)。 其余两极再用万用表测量,若测得阻值为无穷大,调换表笔后测量阻值较小。 在测量阻值较小的一次中,则判断红表笔接的为集电极(C): 黑表笔接的为发射极(E)。 2、判断好坏将万用表拨在R10KQ档,用黑表笔接IGBT的集电极(C),红表笔接IGBT的发时极(E),此时万用表的指针在零位。 用手指同时触及一下栅极(G)和集电极(C),这时工GBT被触发导通,万用表的指针摆向阻值较小的方向,并能站们指示在某一位置。 然后再用手指同时触及一下栅极(G)和发射极(E),这时IGBT被阻断,万用表的指针回零。 此时即可判断IGBT是好的。 3、注意事项任何指针式万用表铃可用于检测IGBT。 注意判断IGBT好坏时,一定要将万用表拨在RIOK挡,因RIKQ档以下各档万用表内部电池电压太低,检测好坏时不能使IGBT导通,而无法判断IGBT的好坏。 此方法同样也可以用护检测功率场效应晶体管(P一MOSFET)的好坏。 IGBT的选择及计算分析 在直接串联技术选用什么样的功率开关器件对决定变频器的性价比至关重要。 目前可选的器件有好几种,如IGCT、IEGT、GTO、IGBT,而IGBT则又分为1700V,3300V,6500V。 到底选哪一种器件,其性价比较好,让我们进行一些具体比较。 1、几种常用的功率器件 变频器向前发展,一直是随着电力电子器件的发展而发展。 在20世纪50年代出现了硅晶闸管(SCR);60年代出现可关断晶闸管(GTO晶闸管);70年代出现了高功率晶体管(GTR)和功率场效应管(MOSFET);80年代相继出现了绝缘栅双极功率晶体管(IGBT)以及门控晶闸管(IGCT)和电力加强注入型绝缘栅极晶体管(IEGT),90年代出现智能功率模块(IPM)。 由于这些元器件的出现,相应出现了以这些逆变器件为主的变频器,反过来,变频器要求逆变器件有个理想的静态特性: 在阻断状态时,能承受高电压;在导通状态时,能大电流通过和低的导通压降,损耗小,发热量小;在开关状态转换时,具有短的开、关时间,即开关频率高,而且能承受高的du/dt;全控功能,寿命长、结构紧凑、体积小等特点,当然还要求成本低。 上述这些电力电子器件有些是满足部分要求,有些是逐步向这个方向发展,达到完善的要求,特别是中(高)压变频器更需要耐压高的元器件。 2、模块选择分析 相关定义及公式 我们以设计一台中压变频器为例,直流工作电压为3600V,。 设电机功率因数为,载波频率为3kHz,输出频率为50Hz,采用下列公式分别用不同功率开关器件构成变频器的一个开关组件的指标进行估算。 以400A的峰值电流Icp计算,采用下列估算公式: 1.稳定功耗 2.开关功耗 3.总功耗Pc=Pss+Psw 式中Esw(on)—每一个脉冲对应的IGBT开通能量(Tj=125℃;峰值电流Icp条件下); Esw(off)——每个脉冲对应的IGBT关断能量(Tj=125℃;峰值电流Icp条件下); Psw——变频器每臂的PWM开关功率 Icp——正弦输出电流的峰值(通常Icp=Iep) Uce(sat)——IGBT的饱和电压降(Tj=125℃;峰值电流Icp条件下); θ——输出电压与电流之间的相位角(功率因数=cosθ) D——PWM信号占空比;将D取0.5, 则得出稳定功耗: Pss=IcpUce(sat)××IcpUce(sat) 开关功耗: Psw=(Esw(on)+Esw(off))×(Esw(on)+Esw(off))总功耗: Pc=Pss+Psw 2.2IGBT模块计算分析 以1700V、3300V、6500V的IGBT进行比较。 为使变频器达到3600V的工作电压,需用4只1700V的管子串联,或者需2只3300V的管子串联,6500V的管子不串联。 (1)用4只1700V管子串联,型号为FZ400R17E3,其相关技术数据如下: Uce(sat)=2.4VEsw(on)=150mJEsw(off)=125mJ Pss×400××4=547.2W Psw×(Esw(on)+Esw(off)××()×4=1050W 则Pc1=Pss+Psw=547.2+1050=1597W (2)用2只3300VIGBT串联,型号为FF400R33KF2,其相关技术数据如下: Uce(sat)=2.8VEsw(on)=960mJEsw(off)=510mJ 则Psw×(Esw(on)+Esw(off))××()×2=2808W Pss×400××2=319W Pc2=Pss+Psw=319+2808=3127W (3)用1只6500V的IGBT,型号为FZ400R65KF1,其相关技术数据如下: Uce(sat)=3.9VEsw(on)=4JEsw(off)=2.3J 则Pss×400×3.9=222W Psw×()=6019W Pc3=Pss+Psw=222+6019=6241W 3.3IEGT模块计算分析 将IEGT与1700VIGBT进行比较,其他条件不变。 IEGT我们选择ST750GXH21型号,其相关技术数据如下: Icp=750AUce=4.5VUcc=2400V Esw(on)=2.5JEsw(off)=3J 则Pss×Icp×Uce(sat)×750×4.5=481W Psw×(Esw(on)+Esw(off))×(2.5+3)=5255W Pc4=Pss+Psw=481+5255=5736W 因其工作电压Ucc=2700V,则用3只FZ400R17E3串联后两串再并联。 计算后功耗为: Pc5=2396W 4结论 IGCT的情况比6500VIGBT或IEGT效果更差,这里不再对IGCT进行比较。 现在将上述计算结果进行对比,在完成完全相同的任务时,以1700V的IGBT器件为基准,不同电压等级的器件消耗的功率之比率如下: 1700VIGBTPc1/Pc1=1597÷1597=1 3300VIGBTPc2/Pc1=3127÷1597=2 6500VIGBTPc3/Pc1=6241÷1597=3.9 4500VIEGTPc4/Pc5=5736÷2396=2.39 从上述计算中,可以看出用1700V的IGBT串联,有特别明显的优势: 1、在相同的损耗下,低压IGBT可以获得更高的开关频率,从而获得更好的输出电压波形。 反之,其他器件开关损耗大了,散热成了大问题,解决办法只有降低开关频率,这必然带来波形变差,性能下降。 2、1700VIGBT,批量生产技术成熟,质量可靠,货源充分,国内自行开发难度较低,不受制于人,特别是用于军事上时。 3、价格对比更是巨大。 IGBT模块驱动 IGBT是MOSFET与双极晶体管的复合器件。 它既有MOSFET易驱动的特点,又具有功率晶体管电压、电流容量大等优点。 其频率特性介于MOSFET与功率晶体管之间,可正常工作于几十kHz频率范围内,故在较高频率的大、中功率应用中占据了主导地位。 IGBT是电压控制型器件,在它的栅极? 发射极间施加十几V的直流电压,只有μA级的漏电流流过,基本上不消耗功率。 但IGBT的栅极? 发射极间存在着较大的寄生电容(几千至上万pF),在驱动脉冲电压的上升及下降沿需要提供数A的充放电电流,才能满足开通和关断的动态要求,这使得它的驱动电路也必须输出一定的峰值电流。 IGBT作为一种大功率的复合器件,存在着过流时可能发生锁定现象而造成损坏的问题。 在过流时如采用一般的速度封锁栅极电压,过高的电流变化率会引起过电压,为此需要采用软关断技术,因而掌握好IGBT的驱动和保护特性是十分必要的。 IGBT的驱动条件驱动条件与IGBT的特性密切相关。 1、栅极特性 IGBT的栅极通过一层氧化膜与发射极实现电隔离。 由于此氧化膜很薄,其击穿电压一般只能达到20~30V,因此栅极击穿是IGBT失效的常见原因之一。 在应用中有时虽然保证了栅极驱动电压没有超过栅极最大额定电压,但栅极连线的寄生电感和栅极-集电极间的电容耦合,也会产生使氧化层损坏的振荡电压。 为此。 通常采用绞线来传送驱动信号,以减小寄生电感。 在栅极连线中串联小电阻也可以抑制振荡电压。 由于IGBT的栅极-发射极和栅极-集电极间存在着分布电容Cge和Cgc,以及发射极驱动电路中存在有分布电感Le,这些分布参数的影响,使得IGBT的实际驱动波形与理想驱动波形不完全相同,并产生了不利于IGBT开通和关断的因素。 这可以用带续流二极管的电感负载电路(见图1)得到验证。 在t0时刻,栅极驱动电压开始上升,此时影响栅极电压uge上升斜率的主要因素只有Rg和Cge,栅极电压上升较快。 在t1时刻达到IGBT的栅极门槛值,集电极电流开始上升。 从此时开始有2个原因导致uge波形偏离原有的轨迹。 首先,发射极电路中的分布电感Le上的感应电压随着集电极电流ic的增加而加大,从而削弱了栅极驱动电压,并且降低了栅极-发射极间的uge的上升率,减缓了集电极电流的增长。 其次,另一个影响栅极驱动电路电压的因素是栅极-集电极电容Cgc的密勒效应。 t2时刻,集电极电流达到最大值,进而栅极-集电极间电容Cgc开始放电,在驱动电路中增加了Cgc的容性电流,使得在驱动电路内阻抗上的压降增加,也削弱了栅极驱动电压。 显然,栅极驱动电路的阻抗越低,这种效应越弱,此效应一直维持到t3时刻,uce降到零为止。 它的影响同样减缓了IGBT的开通过程。 在t3时刻后,ic达到稳态值,影响栅极电压uge的因素消失后,uge以较快的上升率达到最大值。 由图1波形可看出,由于Le和Cgc的存在,在IGBT的实际运行中uge的上升速率减缓了许多,这种阻碍驱动电压上升的效应,表现为对集电极电流上升及开通过程的阻碍。 为了减缓此效应,应使IGBT模块的Le和Cgc及栅极驱动电路的内阻尽量小,以获得较快的开通速度。 IGBT关断时的波形如图2所示。 t0时刻栅极驱动电压开始下降,在t1时刻达到刚能维持集电极正常工作电流的水平,IGBT进入线性工作区,uce开始上升,此时,栅极-集电极间电容Cgc的密勒效应支配着uce的上升,因Cgc耦合充电作用,uge在t1-t2期间基本不变,在t2时刻uge和ic开始以栅极-发射极间固有阻抗所决定的速度下降,在t3时,uge及ic均降为零,关断结束。 由图2可看出,由于电容Cgc的存在,使得IGBT的关断过程也延长了许多。 为了减小此影响,一方面应选择Cgc较小的IGBT器件;另一方面应减小驱动电路的内阻抗,使流入Cgc的充电电流增加,加快了uce的上升速度。 在实际应用中,IGBT的uge幅值也影响着饱和导通压降: uge增加,饱和导通电压将减小。 由于饱和导通电压是IGBT发热的主要原因之一,因此必须尽量减小。 通常uge为15~18V,若过高,容易造成栅极击穿。 一般取15V。 IGBT关断时给其栅极-发射极加一定的负偏压有利于提高IGBT的抗骚扰能力,通常取5~10V。 所以设计栅极驱动电路时,应特别注意开通特性、负载短路能力和 dUds/dt引起的误触发等问题。 正偏置电压Uge增加,通态电压下降,开通能耗Eon也下降,分别如图2-62 a 和b所示。 由图中还可看出,若十Uge固定不变时,导通电压将随漏极电流增大而增高,开通损耗将随结温升高而升高。 负偏电压一Uge直接影响IGBT的可靠运行,负偏电压增高时漏极浪涌电流明显下降,对关断能耗无显著影响,-Uge与集电极浪涌电流和关断能耗Eoff 的关系分别如图 2-63 a 和 b所示。 2、栅极串联电阻对栅极驱动波形的影响 栅极驱动电压的上升、下降速率对IGBT开通关断过程有着较大的影响。 IGBT的MOS沟道受栅极电压的直接控制,而MOSFET部分的漏极电流控制着双极部分的栅极电流,使得IGBT的开通特性主要决定于它的MOSFET部分,所以IGBT的开通受栅极驱动波形的影响较大。 IGBT的关断特性主要取决于内部少子的复合速率,少子的复合受MOSFET的关断影响,所以栅极驱动对IGBT的关断也有影响。 在高频应用时,驱动电压的上升、下降速率应快一些,以提高IGBT开关速率降低损耗。 在正常状态下IGBT开通越快,损耗越小。 但在开通过程中如有续流二极管的反向恢复电流和吸收电容的放电电流,则开通越快,IGBT承受的峰值电流越大,越容易导致IGBT损害。 此时应降低栅极驱动电压的上升速率,即增加栅极串联电阻的阻值,抑制该电流的峰值。 其代价是较大的开通损耗。 利用此技术,开通过程的电流峰值可以控制在任意值。 由以上分析可知,栅极串联电阻和驱动电路内阻抗对IGBT的开通过程影响较大,而对关断过程影响小一些,串联电阻小有利于加快关断速率,减小关断损耗,但过小会造成di/dt过大,产生较大的集电极电压尖峰。 因此对串联电阻要根据具体设计要求进行全面综合的考虑。 栅极电阻对驱动脉冲的波形也有影响。 电阻值过小时会造成脉冲振荡,过大时脉冲波形的前后沿会发生延迟和变缓。 IGBT的栅极输入电容Cge随着其额定电流容量的增加而增大。 为了保持相同的驱动脉冲前后沿速率,对于电流容量大的IGBT器件,应提供较大的前后沿充电电流。 为此,栅极串联电阻的电阻值应随着IGBT电流容量的增加而减小。 门极电阻Rg 增加,将使IGBT的开通与关断时间增加;因而使开通与关
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