两电平电压源逆变器空间矢量调制方案知识讲解Word文件下载.docx
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Van
Vbn
Vcn
Vab
Vbc
Vca
Uout
1
2Udc/3
-Udc/3
Udc
-Udc
■|Udc
3
Udc
2打
-Udce3
Udc/3
-2Udc/3
-Udce〈
r.4
23
一Udee
2点-Udee
—Udcej
3dc
可以看出,在8种组合电压空间矢量中,有2个零电压空间矢量,6个非零电压空间矢
量。
将8种组合的基本空间电压矢量映射至图
2.11所示的复平面,即可以得到如图2.13所
图22电压空间矢量与对应的(abc)示意图
示的电压空间矢量图。
它们将复平面分成了
6个区,称之为扇区。
1.2SVPWM算法实现
SVPWM的理论基础是平均值等效原理,即在一个开关周期Tpwm内通过对基本电压矢量加以组合,使其平均值与给定电压矢量相等。
本文采用电压矢量合成法实现SVPWM。
如
上图2.2所示,在某个时刻,电压空间矢量Uout旋转到某个区域中,可由组成这个区域的两
个相邻的非零矢量(Uk和Uk+1)和零矢量(U。
)在时间上的不同组合来得到。
先作用的Uk称
为主矢量,后作用的Uk+1称为辅矢量,作用的时间分别为Tk和Tk+1,U000作用时间为To
以扇区I为例,空间矢量合成示意图如图2.3所示。
根据平衡等效原则可以得到下式:
ur
U2
Uout
ur-uU0
要合成所需的电压空间矢量,
U1T
图2.3电压空间矢量合成示意图
需要计算T1,T2,T0,由图2.14可以得到:
r
U2
sin2
/3
sin(
/3)
sin
U01
=I
U60
I=2Ude/3和I
U
out
(2-5)
I=Um代入式(2-30)中,可以得到:
Ts斤
将式(2-29)及I
区域内调制,则要满足U
Um2Ude/3,即Mmax
2/乜1.15471。
由此可知,
式中,T1,T2,T0分别为U0,U60和零矢量U000和U111的作用时间,B为合成矢量与
主矢量的夹角。
ir
Ueo
-3UmTPWM
Ude3
在SVPWM调制中,调制深度最大值可以达到1.1547,比
深度1高出0.1547,这使其直流母线电压利用率更高,也是优点。
SPWM调制最高所能达到的调制
SVPWM控制算法的一个主要
(1)判断电压空间矢量Uout所在的扇区
判断电压空间矢量Uout所在扇区的目的是确定本开关周期所使用的基本电压空间矢
用Ua和UB表示参考电压矢量Uout在aB轴上的分量,定义Urefl,Uref2,Uref3三个变量,令:
Ureflu
Uref2・3uU(2-7)
Uref3'
、3UU
再定义三个变量A,B,C通过分析可以得出:
若Uref1>
0,贝VA=1,否则A=0;
若Uref2>
0,则B=1,否则B=0;
若Uref3>
0,则C=1,否则C=0。
令N=4*C+2*B+A,则可以得到N与扇区的关系,通过下表2-2得出Uout所在的扇区(如图2.2)。
表2-2N与扇区的对应关系
Table2-2ThecorrespondingrelationshipbetweenNandsector
N
5
4
6
2
扇区
I
n
出
IV
V
(2)确定各扇区相邻两非零矢量和零矢量作用时间
由图2.14可以得出:
(2-9)
(2-10)
则上式可以得出:
^TpwmC.3uu)
2Udc
3Tpwmu
同理,以此类推可以得出其它扇区各矢量的作用时间,可以令:
X
3TPWMu
Y
'
3Tpwm
/)
(uu)
Z
3TPWM
(逅)
(uu)
可以得到各个扇区「、T2、T0作用的时间如下表2-3所示。
表2-3各扇区「、T2、T0作用时间
Table2-3TheeffecttimeofT1、T2、T0everysector
T1
-Z
-X
-Y
T2
T0
Tpwm=Ts-T1-T2
如果当Tl+T2>
TPWM,必须进行过调制处理,则令
T2TpwM
TiT2
(2-11)
(3)确定各扇区矢量切换点定义:
Ta(TPWMT1T2)/4
(2-12)
TbTaTi/2
TcTbT2/2
二相电压开关时间切换点Tempi、Tcmp2、Tcmp3与各扇区的关系如下表2-4所示。
表2-4各扇区时间切换点Tempi、Tcmp2、Tcmp3
Table2-4TheswitchingtimeofTcmpi、Tcmp2、Tcmp3everysector
Tcmp
Tb
Ta
Tc
为了限制开关频率,减少开关损耗,必须合理选择零矢量000和零矢量111,使变流器
开关状态每次只变化一次。
假设零矢量000和零矢量111在一个开关周期中作用时间相同,生
成的是对称PWM波形,再把每个基本空间电压矢量作用时间一分为二。
例如图1-4所示的扇
区I,逆变器开关状态编码序列为000,100,110,111,110,100,000,将三角波周期Tpwm
作为定时周期,与切换点Tcmp1、Tcmp2、Tcmp3比较,从而调制出SVPWM波,其输出波形如图2.15所示。
同理,可以得到其它扇区的波形图。
J
\—
PWMA
p-1
PWMB
PWMC
T0/4
T1/2
丁2/2-
T°
/4
T0/4
T2/2
一T°
/4.
U0001
U0j
:
U60:
U111
U60
U0
U000
(000)
(100)
(110)
(111)(111)(110)(100)
TaTbTc
图2.4扇区I内三相PWM调制方式
1.3参数计算
基准电流Ib—106/3/(4160/.3)138.8A3Vb
又功率因素为0.95,有
设基准电阻为X,基准电抗为丫
17.32
则有—
0.95
0.9
因此线路总漏电感
其中Vdcma*,3*Vref=5883V
2.simulink仿真得到的波形
其中a)为Vab的波形,b)为iA的波形,c)为Vab的THD,d)
为iA的THD
a)
1D0
b)
51015202530
Harmonicorder
Fundamental(30Hzj-25&
413074%
76oo
54321o.o'
.OLoo.
°
a.
(sugepuL?
右牢)s5乏
4321o(--sLICDUIEPUnLL40)be
d)
图Ama=0.4f=30HZ
.21CO肯42
1oo.o.o=吕U9lu-s-urfJO_£
5es
Fundamental(60Hz>
=2579THID=13075%
0246310121416
Harmo'
ii亡order
=EC①m-gunLL15迟mes
024681012U16
图Bma=0.4f=60HZ
.2
(_Eluq>
LUsunLi_£
誤)gw
M■■■■■■■■■■■■■■■■■
0246810121416
c)
Fundamental(6OH2)=124-.6THD=20.20%
024601012U16
图Cma=0.8,f=60HZ
43210(-gcOJlunlpunLl.黒一Bmw
Fundamental(30Hzi=5152,THD=60.76%
llilllillii
43
OO-
〔-eFoEPPLInLJ-芯£
>
-?
O-
4—
510152D2530
FundamentalOOHz)=133.1,THD=14.92%
IHIIIIiiiiibm
图Dma=0.8,f=30HZ
3结论
1.Vab的波形并非半波对称,它包含有奇次谐波和偶次谐波。
2.由于负载电感的滤波效果,iA的THD远小于Vab的THD,这是由于收到了负载电感滤波的影响。
3.电压和电流的谐波以边带形式出现,采样频率及倍频为中心分布在两边。
4.几波电压与调制因素成正比
5.Vab的THD睡着ma的增加而减小。
6.每半个基波周期中的脉冲个数Np对THD的影响不大
附图二:
两电平电压源逆变器空间矢量调制图
图3.1整体模型
图3.2SVPWM仿真模型图
图3.3中间变量XYZ
Switdil
图3.4t1、t2时间的计算
CZ)
*CD
LSfrti
4j上
-D
hi」Itiport
"
I仙
*QD
ian2
*CCj
tsmil
图3.5计算切换时间tcmltcm2tcm3
图3.6导通时刻模块
Qain^
cx>
lE
S4Jb73Zt
Subtradl
6gin1
S^inl
XZD
ub
图3.7三相到两相静止变换
图3.8扇区选择模块
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