宽带直流放大器解析Word文件下载.docx

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在无线通信、电子战、电磁兼容测试和科学研究等领域，对射频和微波宽带放大器有极大需求，且这些领域对宽带放大器要求各不相同，特别是在通信系统和电子战系统的应用中，对宽带低噪声和功率放大器的性能指标有特殊要求。

在设计上传统窄带放大器的端口匹配，一般是按照低噪声或者共扼匹配来设计的，以此获得低噪声放大器或者最大的输出功率。

但是，在宽带的条件下，输入∕输出阻抗变化是比较大的，此时使用共扼匹配的概念是不合适的。

这些电路要求运算放大器具有较高的频带宽度，电压增值。

为此，以可变增益放大器AD603为核心，设计一种可编程宽带运算放大器。

1.3课题研究的主要工作

1.3.1课题研究内容

本课题基于压控放大器设计，由前级放大模块、增益控制模块、后级功率放大模块、A/D（D/A）模块、显示模块和电源模块组成。

采用STC89c52单片机作为微控制器，以可编程增益放大器AD603为放大电路的核心，设计并制作了具有增益预置和程控等功能的宽带直流放大器及所使用的直流电源。

由AD603级联组成增益放大器，实现增益-20～60dB范围内可按5dB步进调节或连续可调，且在0～9MHz通频带内增益起伏在1dB以下；

互补三极管射级跟随高功率输出在50负载上最大输出电压有效值Vo≥10V，波形无明显失真;

功放输出信号经有效值检波后，通过10位A/D转换芯片TLC1549，将模拟电压的有效值转换成数字信号，并送微控制器实现增益预置与显示。

1.3.2预期目标

（1）电压增益AV≥40dB，输入电压有效值Vi≤20mV。

AV可在0～40dB范围内手动连续调节。

（2）最大输出电压正弦波有效值Vo≥2V，输出信号波形无明显失真。

（3）3dB通频带0～5MHz；

在0～4MHz通频带内增益起伏≤1dB。

（4）放大器的输入电阻≥50，负载电阻（50±

2）。

（5）设计并制作满足放大器要求所用的直流稳压电源。

（6）最大电压增益AV≥60dB，输入电压有效值Vi≤10mV。

（7）在AV＝60dB时，输出端噪声电压的峰－峰值Vonpp≤0.3V。

（8）3dB通频带0～10MHz；

在0～9MHz通频带内增益起伏≤1dB。

（9）最大输出电压正弦波有效值Vo≥10V，输出信号波形无明显失真。

（10）进一步降低输入电压提高放大器的电压增益。

（11）电压增益AV可预置并显示，预置范围为0～60dB，步距为5dB（也可以连续调节）；

放大器的带宽可预置并显示（至少5MHz、10MHz两点）。

1.3.3本课题研究的难点

（1）抑制直流零点漂移

实际设计电路时，输出漂移较为明显，由实验测得，单级OPA620产生的零点漂移是负漂移。

中放设计中我们抑制漂移的方法是，输入信号从第一级运放的正向端输入，输出至第二级运放的反向输入端，且由放大倍数相同和选用元件参数尽可能一致，这种方法可使相邻两级的漂移相互抵消，可达到抑制漂移的目

（2）通频带内增益起伏控制及放大电路的稳定性

设计电路电压增益在通频带内波动较明显，通过对各级放大电路进行频率补偿，在电源端增加去耦0.1uF和100uF电容，电容电阻的引线部分要尽可能的短，并且采用屏蔽盒对系统电路板进行屏蔽。

实验证明，可有效抑制通频带内增益起伏的变化，同时增加了放大器的稳定性。

2系统整体设计方案

2.1宽带直流放大器的基本原理

该直流宽带放大器的基本工作原理是利用STC89c52单片机作为微控制器。

放大电路由前级放大、程控放大和功率放大三部分组成。

通过有效值检波电路，将输出电压的有效值经过AD转换电路，把输出模拟电压有效值转换成数字信号，送给微控制器处理并显示。

单片机通过键盘预置输出电压，把预置输出值同A/D采集回来的输出电压有效值相比较。

经微控制器数据处理后，通过D/A输出的电压值调节程控放大器的放大倍数，使输出值达到预设值。

从而形成一个闭环控制系统。

输入信号经前级放大后经一个射随器进入可控增益放大，其放大倍数由单片机通过D/A转换器调整AD603的控制电压Vg并根据公式：

增益GAIN=40×

Vg+20（dB）来设定。

而在AGC模式下，此控制电压Vg是由AGC电路的反馈电压得到，不受单片机控制。

经可控增益放大后的信号最后进过功率放大得到需要的输出信号，前级和后级的增益搭配，都是经过精确的测量和计算的。

输出电压经有效值检波得到峰值电压并反馈到单片机，经运算和线性补偿得到有效值，同时由单片机推到数码管显示出来。

2.2主要模块比较与选择

2.2.1主放大器方案比较与选择

方案一：

采用分立元件设计。

此方案元器件成本低，但设计复杂度较大，并且由于受到众多寄生元件的影响，调试工程复杂且周期长，频率高时更突出。

因此此方案在长时间内难以保证可靠性和指标，也不便于维护。

方案二：

采用高速宽带集成运放设计。

此方案的优点是电路实现简单，指标和可靠性容易得到保证，易于电路分析和调试，为可取方案。

经比较，采用方案二，即采用高速宽带集成运放设计主放大器及输入输出电路。

根据题目直流放大器的要求。

为了很好的解决温漂问题，故选择采用差分放大电路。

2.2.2增益控制电路方案的比较与选择

采用高速乘法器型D/A实现。

由D/A转换器的Vref作信号参考，D/A的输出端作输出，用D/A转换器的数字量输入端控制，传输衰减实现增益控制。

该方案简单易行，但当信号的频率较高时，系统容易发生自激，因此不选择此方案。

DAC控制增益。

如图2.1，输入信号放大后作为基准电压送给DAC的Vref脚，相当于一个程控衰减器。

再接一级放大，这两级放大可实现要求的放大倍数。

输出接到有效值检测电路上，反馈给单片机。

单片机根据反馈调节衰减器，实现AGC。

还可通过输入模块预置增益值，控制DAC的输出，实现程控增益。

但增益动态范围有限，故不采用。

图2.1增益控制部分方案二示意图

方案三：

电压控制增益。

如图2.2，信号经缓冲器后进入可编程增益放大器PGA--AD603，放大后进入峰值测量部分，得出的峰值采样后送入单片机，再由DAC输出给AD603控制放大倍数，实现自动增益控制。

同时可通过输入模块设置增益值，控制DAC的输出，实现程控增益放大。

图2.2增益控制部分方案三示意图

2.2.3功率放大电路方案的比较与选择

为使在负载为50电阻上最大输出电压正弦波有效值Vo≥10V，且波形无明显失真，需进行功率放大输出。

采用带宽增益积大的运算放大器制作多级放大电路。

以OPA842和OP37为例，利用OPA842带宽增益积大的特点，使输入的小信号充分放大，再用OP37或其他高压运放放大至有效值10V。

这种方法采用电位器或者数字电位器连续调节放大倍数，设计简洁，但是要实现数字控制的可控对数增益很不方便。

互补三极管射级跟随输出。

两只三极管轮流供电给负载电流，工作效率高。

输入信号通过耦合至三极管的基极，所以对交、直流信号都可跟随。

但是跟随信号范围不宽，在高频时幅度有些许衰减。

使用电流缓冲器BUF634其单位增益带宽可在30M～180M变化，最大输出电流为250mA为了实现在50负载电阻上输出信号波形无明显失真，用两片BUF634并联提高驱动能力。

但是价格昂贵，制作成本高。

通过分别测试、比较上述三种方案：

方案一调整增益不便，方案二的增益达不到题目要求，方案三能够很好的满足要求，最终选择方案三。

2.2.4后级放大电路的比较与选择

由于AD603的最大输出电压较小，不能满足题目要求，所以前级放大信号需经过后级功率放大达到更高的输出有效值。

方案一：

使用集成电路芯片。

使用集成电路芯片电路简单、使用方便、性能稳定、有详细的文档说明。

可是题目要求输出10V以上有效值,而在电子市场很难买到这样的芯片，而且很容易发生工作不稳定的情况。

方案二：

使用分立元件设计后级放大器。

使用分立元件设计困难,调试繁琐,可是却可以经过计算得到最合适的输入输出阻抗、放大倍数等参数,电阻电容可根据需要更换,在此时看来较集成电路灵活。

因此,我们决定自行设计后级放大器。

2.2.5有效值测量电路的比较与选择

采用真有效值转换器件AD637测量，直接输出被测信号的真有效值。

这样可以实现对任意波形的有效值测量。

但AD637可测量的有效值最大为7V，不能满足发挥部分输入有效值大于10V的要求。

采用峰值检波测量。

采用峰值检波电路，检出峰值经A/D转换后由单片机转换为有效值。

电路简单可靠，但前提是信号是正弦波，否则误差较大。

考虑到本题要求测量的是标准正弦波，因此选择本方案。

2.2.6稳压电源部分的比较与选择

线性稳压电源。

其中包括并联型和串联型两种结构。

并联型电路复杂，效率低，仅用于对调整速率和精度要求较高的场合；

串联型电路比较简单，效率稍高，虽然方便可靠，但还是满足不了高效率的要求。

开关稳压电源。

此方案效率高，虽然理论电路复杂，但是如果使用开关电源集成芯片，只需在外围加少量器件，即可达到题目中高效率的要求。

所以电源模块选择方案二中的开关稳压电源。

2.2.7数据处理和控制核心选择

方案一:

采用单片机AT89S52+FPGA来实现信号增益控制、数据处理和人机界面控制等功能。

由于本系统不涉及大量的数据存储和复杂处理,FPGA的资源得不到充分利用,成本较高.

方案二:

采用STC89c52单片机实现整个系统的统一控制和数据处理。

而单片机STC89c52是一种16位超低功耗微处理器,具有丰富的片上外设和较强的运算能力,支持在线编程,使用十分方便,性价比高。

故采用方案二

2.3系统框图设计

综上所述，该系统的总体框图设计如图2.3所示。

图2.3系统总体框图

本系统采用单片机STC89c52作为数据处理和控制核心。

输入信号经过前级放大电路、后级程控放大和末级功率放大，实现了90dB的最大电压增益。

后级功率放大器使用高电压输出的宽带运放，提高了输出电压有效值。

单片机通过D/A转换器调整AD603的控制电压，通过继电器切换后级程控放大电路通道，实现了放大器增益的预置和控制功能，大大提高了系统的精度和可控性。

通过切换两路椭圆滤波器实现了通频带选择。

手动调节连续可调电位器，连续改变AD603的控制电压，实现了增益连续调节功能。

本放大器的直流偏置电压和直流零点漂移主要由AD603输出端引入，AD603增益不同时，输出的直流偏置电压不同。

将本直流放大器输入短路，用STC89c52单片机内部ADC对直流偏置电压采样，利用单片机和数字算法控制D/A转换器输出对应的调节电压，控制调零放大器调节直流偏置电压为零，既抑制了直流零点漂移，又实现了自动调零校准功能。

3理论分析与计算

3.1宽带增益积

带宽增益积（GBP）为带宽与增益的乘积，描述的是某一种运放的一个固有特性，是一个恒值。

当增益提高时，相应的带宽变窄；

同理增益降低时，相应带宽就变宽。

AD603主要有三种工作模式：

当脚5和脚7短接时，AD603的增益为40Vg+10，这时的增益范围-10dB～30dB，带宽为90Mhz。

当脚5和脚7断开时，其增益为40Vg+30，这时的增益范围为10dB～50dB。

带宽为9Mhz；

当5脚和7脚接上电阻，其增益与带宽范围将处于上述两者之间。

本设计采用脚5和脚7短接模式，两个AD603级联增益范围为-20～60dB，带宽约为80MHZ,带宽增益积超过1000MHZ，完全满足题目设计要求。

电压增益：

AV＝20LOG（Vo/Vi）

电压增益AV≥40dB，不是指输出电压幅值除以输入电压幅值，而是指20×

LOG（输出电压幅值/输入电压幅值），也就是输出输入电压的商的10为底的对数的20倍。

40db表示输出电压与输入电压之比为100倍。

根据系统功能要求，最大电压增益AV≥60dB，3dB通频带0～10MHz，增益带宽积GBW=AV×

Bw，得出GBW=600MdB。

OPA620集成运放的开环增益带宽积为200MHz，为满足系统最大通频带为10MHz的要求，由OPA620构成的单级闭环放大器的最大增益不能大于

式3.1

由OPA620的幅频和相频特性（如图3.1所示）得，当单级闭环放大器的增益为20dB时，线性相位为零的最大频率约为3MHz＜10MHz，由此得出当单级闭环增益16dB时，通频带为12.5MHz，满足通频带带宽的设计要求。

若同时获得60dB电压增益，至少需要四级放大。

第一级放大器，取R1=100，R2=100，由公式

式3.2

得R3=530,Av1=6.3倍；

同理可得第二级放大器：

R6=630,Av2=6.3倍。

3.2通频带内增益起伏控制

根据带宽增益积的原理：

当频率变化时，增益也将发生起伏变化。

为实现0～9MHz通频带内增益起伏1≤dB，采用单片机、A/D与D/A构成反馈闭环控制系统。

通过采用10位A/D芯片TLC1549,对负载电压的实时采集、分析再经10位高精度D/A芯片TLC5615控制AD603压控脚从而达到增益起伏≤1dB。

通频带：

用于衡量放大电路对不同频率信号的放大能力。

下限截止频率fL：

在信号频率下降到一定程度时，放大倍数的数值明显下降，使放大倍数的数值等于0.707倍的频率称为下限截止频率fL。

上限截止频率fH：

信号频率上升到一定程度时，放大倍数的数值也将下降，使放大倍数的数值等于0.707倍的频率称为上限截止频率fH。

通频带fbw：

fbw＝fH－fL

或者定义为：

在信号传输系统中，系统输出信号从最大值衰减3dB的信号频率为截止频率，上下截止频率之间的频带称为通频带，用BW表示通频带越宽，表明放大电路对不同频率信号的适应能力越强。

图3.1f1-f2之间为宽频带

在通频带内由于AD829放大频带增益不平均，在通频带带宽内4MHz和8MHz左右增益小于预期值，故需要进行增益补偿。

在差分放大电路里J5接口并联一15pF电容增加8MHz频带左右的交流通路，在交流通路的第二级和第三级之间的电阻并联100pF电容增加4MHz的交流通路，补偿4MHz频带的增益。

在两级6.3倍（16dB）单闭环放大器级联后，再级联一级可变增益放大器（AD603），以实现对电压增益预置和步进的控制。

AD603增益与控制电压的关系为AG（dB）=40Ug+10，输入控制电压Ug由AD603的1脚输入，控制电压范围为-0.5~+0.5。

单片机可以通过D/A（将数字量转换为对应的模拟电压量Ug）来控制AD603的放大倍数，中放的最大增益=AGdB+16dB×

2。

设计时Ug取值范围为-0.5~0，从而实现增益从22dB到42dB可控，并能实现增益为5dB步进。

AD603当脚5和脚7短接时，AD603的增益为40Vg+10，这时的增益范围在-10～30dB。

当脚5和脚7断开时，其增益为40Vg+30，这时的增益范围为10～50dB。

如果在5脚和7脚接上电阻，其增益范围将处于上述两者之间。

AD603的增益控制接口的输入阻抗很高，在多通道或级联应用中，一个控制电压可以驱动多个运放；

同时，其增益控制接口还具有差分输入能力，设计时可根据信号电平和极性选择合适的控制方案。

3.3线性相位

线性相位：

一个单一频率的正弦信号通过一个系统，假设它通过这个系统的时间需要t，则这个信号的输出相位落后原来信号wt的相位。

可以看出，一个正弦信号通过一个系统落后的相位等于它的wt；

反过来说，如果一个频率为w的正弦信号通过系统后，它的相位落后delta，则该信号被延迟了delta/w的时间。

在实际系统中，一个输入信号可以分解为多个正弦信号的叠加，为了使得输出信号不会产生相位失真，必须要求它所包含的这些正弦信号通过系统的时间是一样的。

因此每一个正弦信号的相位分别落后，w1*t，w2*t，w3*t。

落后的相位正比于频率w，如果超前，超前相位的大小也是正比于频率w。

普通放大器在放大过程中由于放大器具有一定的延时效应，在放大不同频率的信号时会产生相位变化。

故在特定频段内会出现原本处于负反馈的电路。

由于延时使得信号倒相180°

，处于放大状态从而产生自激现象。

本放大系统采用高速运算放大器，在10M以内无明显的相位变化。

3.4抑制直流零点漂移

零点漂移：

由于直流放大器直接耦合，其中有任何一点静态电位的变动，都有会经耦合放大后在输出中呈现出来，即使没有输入信号，由于温度的变化和电源电压不稳定的影响，输出端也会出现电压的缓慢变动，这种现象叫做零点漂移。

直流放大器中，前级的零点漂移会被逐级放大，以致在最后一级的输出端产生很大的漂移电压，而这种漂移信号与直流放大器所放大的缓慢变化的信号又十分相似，所以当漂移严重时，就无法分辨清输出电压的变化性质，它究竟是由于输入信号的变化引起的，还是因零点漂移而造成的。

放大器工作一段时间会发热，导致放大性能发生变化，本系统采用差分放大电路，故当放大器发生零点漂移时，由于差分放大器使用同样参数的放大器故零点漂移的大小是同样的，假设温漂量为T，差分放大信号为A，B。

由于差分信号是大小相等相位反

可见直流温度漂移抵消，被抑制。

3.5放大器稳定性

直流放大器：

在自动控制及自动测量系统中，需要把一些非电量（如温度、转速、压力）等参数通过传感器转变成电信号，这些微弱的电信号经放大后就可以推动测量、记录机构或控制执行机构，从而实现自动控制或自动测量。

这些电信号大都是变化极为缓慢、且极性固定不变的非周期性信号（直流信号），它需要直流放大器放大。

宽带直流放大器通频带必须从0开始。

提高放大器稳定性能的方法有中和法与适配法。

中和法通过在输入端和输出端引入中和电路来抵消晶体管内部的反馈作用。

适配法利用阻抗不匹配原理，减少了反馈信号对输入电路的影响。

使增益减少，提高稳定性。

放大器在工作时会出现自激，外部干扰等，影响放大器稳定的工作。

当放大器深度负反馈时输出信号带有一定的纹波。

此时需要在输出口加一个小的电容，消除高频的纹波干扰。

在负反馈的电阻上串接一个小电感，可以消除自激。

为抑制干扰在放大器电源两端并接一个0.1uF的瓷片电容可以消除输出信号的干扰。

在印制PCB板时敷铜走线，可以大大降低信号的干扰。

4系统硬件电路设计

4.1跟随、反相电路的设计

差分放大器的输入信号要求为双端输入，故对于信号需要进行变换来得到双端输入。

信号经过跟随和反相电路后得到的信号即为原始信号的两倍，并且能提高输入电阻，原理图如图4.1。

电压跟随器，顾名思义，就是输出电压与输入电压是相同的，就是说，电压跟随器的电压放大倍数恒小于且接近1。

电压跟随器的显著特点就是，输入阻抗高，而输出阻抗低，一般来说，输入阻抗要达到几兆欧姆是很容易做到的。

输出阻抗低，通常可以到几欧姆，甚至更低。

图4.1跟随反向电路

　　在电路中，电压跟随器一般做缓冲级及隔离级。

因为，电压放大器的输出阻抗一般比较高，通常在几千欧到几十千欧，如果后级的输入阻抗比较小，那么信号就会有相当的部分损耗在前级的输出电阻中。

在这个时候，就需要电压跟随器来从中进行缓冲。

起到承上启下的作用。

应用电压跟随器的另外一个好处就是，提高了输入阻抗，这样，输入电容的容量可以大幅度减小，为应用高品质的电容提供了前提保证。

　　电压跟随作用：

由于它的高输入电阻、低输出电阻，所以电压跟随器起缓冲、隔离、提高带载能力的作用，完成阻抗匹配的功能。

4.2差分放大电路的设计

AD829是一款低噪、高性能高速运算放大器[3]。

其压摆率230V/μs，±

15V供电，输出电压最大幅值可达28VPP，带宽750MHz，满足系统设计需要[6]。

差分放大器由两个同相放大器和一个差动放大器组成[4][5]，如图4.2所示。

该电路具有输入阻抗高，电压放大倍数容易调节，输出不包含共模信号。

图4.2差分放大电路

由原理图可知，改变RV1的值就能改变电路的电压放大倍数。

4.3增益控制电路的设计

该系统用单片机控制继电器选通不同电阻值达到增益控制效果。

共分为12级，步进间隔为5dB。

图4.3增益控制模块原理图

4.4补偿电路的设计

一般线性工作的放大器（即引入负反馈的放大电路）的输入寄生电容Cs会影响电路的稳定性[6]。

放大器的输入端一般存在约几皮法的寄生电容Cs，这个电容包括运放的输入电容和布线分布电容，它与反馈电阻Rf组成一个滞后网络，引起输出电压相位滞后，当输入信号的频率很高时，Cs的旁路作用使放大器的高频响应变差，其频带的上限频率约为：

式4.1

若Rf的阻值较大，放大器的上限频率就将严重下降，同时Cs、Rf引入的附加滞后相位可能引起寄生振荡，因而会引起严重的稳定性问题[7][8]。

对此，一个简单的解决方法是减小Rf的阻值，使ωh高出实际应用的频率范围，但这种方法将使运算放大器的电压放大倍数下降（因Av=-Rf/Rin）。

为了保持放大电路的电压放大倍数较高，更通用的方法是在Rf上并接一个补偿电容Cf使RinCf网络与RfCs网络构成相位补偿。

RinCf将引起输出电压相位超前，由于不能准确知道Cs的值，所以相位超前量与滞后量不可能得到完全补偿，一般是采用可变电容Cf，用实验和调整Cf的方法使附加相移最小。

若Rf=10kΩ，Cf的典型值为3～10pF。

对于