一种非常实用的Boost升压电路原理详解Word文件下载.docx

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一个能够源出和吸入大电流的图腾式输出结构，特别适用于MoSFET的驱动；

一个固定温度补偿的基准电压和高增益误差放大器、电流传感器；

具有锁存功能的逻辑电路和能提供逐个脉冲限流控制的PWM比较器，最大占空比可达100％。

另外，具有内部保护功能，如滞后式欠压锁定、可控制的输出死区时间等。

由UC3842设计的DC／DC升压电路属于电流型控制，电路中直接用误差信号控制电感峰值电流，然后间接地控制PWM脉冲宽度。

这种电流型控制电路的主要特点是：

1）输入电压的变化引起电感电流斜坡的变化，电感电流自动调整而不需要误差放大器输出变化，改善了瞬态电压调整率；

2）电流型控制检测电感电流和开关电流，并在逐个脉冲的基础上同误差放大器的输出比较，控制PWM脉宽，由于电感电流随误差信号的变化而变化，从而更容易设置控制环路，改善了线性调整率；

3）简化了限流电路，在保证电源工作可靠性的同时，电流限制使电感和开关管更有效地工作；

4）电流型控制电路中需要对电感电流的斜坡进行补偿，因为，平均电感电流大小是决定输出大小的因素，在占空比不同的情况下，峰值电感电流的变化不能与平均电感电流变化相对应，特别是占空比，50％的不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差，即使占空比<

50％，也可能发生高频次谐波振荡，因而需要斜坡补偿，使峰值电感电流与平均电感电流变化相一致，但是，同步不失真的斜坡补偿技术实现上有一定的难度。

2Boost电路结构及特性分析

2.1由UC3842作为控制的Boost电路结构

由UC3842控制的Boost拓扑结构及电路分别如图1和图2所示。

图2中输入电压Vi=16~20V，既供给芯片，又供给升压变换。

开关管以UC3842设定的频率周期开闭，使电感L储存能量并释放能量。

当开关管导通时，电感以Vi／L的速度充电，把能量储存在L中。

当开关截止时，L产生反向感应电压，通过二极管D把储存的电能以（Vo-Vi）／L的速度释放到输出电容器C2中。

输出电压由传递的能量多少来控制，而传递能量的多少通过电感电流的峰值来控制。

整个稳压过程由二个闭环来控制，即

闭环1输出电压通过取样后反馈给误差放大器，用于同放大器内部的2.5V基准电压比较后产生误差电压，误差放大器控制由于负载变化造成的输出电压的变化。

闭环2Rs为开关管源极到公共端间的电流检测电阻，开关管导通期间流经电感L的电流在Rs上产生的电压送至PwM比较器同相输入端，与误差电压进行比较后控制调制脉冲的脉宽，从而保持稳定的输出电压。

误差信号实际控制着峰值电感电流。

2.2Boost升压结构特性分析

Boost升压电路，可以工作在电流断续工作模式（DCM）和电流连续工作模式（CCM）。

CCM工作模式适合大功率输出电路，考虑到负载达到lO％以上时，电感电流需保持连续状态，因此，按CCM工作模式来进行特性分析。

Boost拓扑结构升压电路基本波形如图3所示。

ton时，开关管S为导通状态，二极管D处于截止状态，流经电感L和开关管的电流逐渐增大，电感L两端的电压为Vi，考虑到开关管S漏极对公共端的导通压降Vs，即为Vi-Vs。

ton时通过L的电流增加部分△ILon满足式

（1）。

式中：

Vs为开关管导通时的压降和电流取样电阻Rs上的压降之和，约0.6~0.9V。

toff时，开关管S截止，二极管D处于导通状态，储存在电感L中的能量提供给输出，流经电感L和二极管D的电流处于减少状态，设二极管D的正向电压为Vf，toff时，电感L两端的电压为Vo+Vf-Vi，电流的减少部分△ILoff满足式

（2）。

Vf为整流二极管正向压降，快恢复二极管约0.8V，肖特基二极管约0.5V。

在电路稳定状态下，即从电流连续后到最大输出时，△ILon=△ILoFf，由式

（1）和

（2）可得

如果忽略电感损耗，电感输入功率等于输出功率，即

由式（4）和式（5）得电感器平均电流

同时由式

（1）得电感器电流纹波

f为开关频率。

为保证电流连续，电感电流应满足

考虑到式（6）、式（7）和式（8），可得到满足电流连续情况下的电感值为

另外，由Boost升压电路结构可知，开关管电流峰值Is（max）=二极管电流峰值Id（max）=电感器电流峰值ILP，

3样机电路设计

样机的电路图如图2所示，是基于UC3842控制的升压式DC／DC变换器。

电路的技术指标为：

输入Vi=18V，输出Vo=40V、Io=2A，频率f≈49kHz，输出纹波噪声1％。

根据技术指标要求，结合Boost电路结构的定性分析，对图2的样机电路设计与关键参数的选择进行具体的说明。

3.1储能电感L

根据输入电压和输出电压确定最大占空比。

由式（4）得

当输出最大负载时至少应满足电路工作在CCM模式下，即必须满足式（9），

同时考虑在10％额定负载以上电流连续的情况，实际设计时可以假设电路在额定输出时，电感纹波电流为平均电流的20％~30％，因增加△IL可以减小电感L，但为不增加输出纹波电压而须增大输出电容C2，取30％为平衡点，即

L可选用电感量为140~200μH且通过5A以上电流不会饱和的电感器。

电感的设计包括磁芯材料、尺寸、型号选择及绕组匝数计算、线径选用等。

电路工作时重要的是避免电感饱和、温升过高。

磁芯和线径的选择对电感性能和温升影响很大，材质好的磁芯如环形铁粉磁芯，承受峰值电流能力较强，EMI低。

而选用线径大的导线绕制电感，能有效降低电感的温升。

3.2输出电压取样电阻R1、R2

因UC3842的脚2为误差放大器反向输入端，芯片内正向输入端为基准2.5v，可知输出电压Vo=2.5（1+R1／R2），根据输出电压可确定取样电阻R1、R2的取值。

由于储能电感的作用，在开关管开启和关闭时会形成大的尖峰电流，在检测电阻Rs上产生一个尖峰脉冲，为防止造成UC3842的误动作，在Rs取样点到UC3842的脚3间加入R、C滤波电路，R、C时间常数约等于电流尖峰的持续时间。

3.3开关管S

开关管的电流峰值由式（10）得

Iv（max）=ILP=5.11A

开关管的耐压由式（11）得

Vds（off）=Vo+Vf=40+0.8=40.8V

按20％的余量，可选用6A／50V以上的开关管。

为使温升较低，应选用Rds较小的MOS开关管，要考虑的是通态电阻Rds会随PN结温度T1的升高而增大。

图4为实测开关管的开关电压波形和电流瞬态波形图。

3.4输出二极管D和输出电容器C2

升压电路中输出二极管D必须承受和输出电压值相等的反向电压，并传导负载所需的最大电流。

二极管的峰值电流Id（max）=ILP=5.11A，本电路可选用6A／50V以上的快恢复二极管，若采用正向压降低的肖特基二极管，整个电路的效率将得到提高。

输出电容C2的选定取决于对输出纹波电压的要求，纹波电压与电容的等效串联电阻ESR有关，电容器的容许纹波电流要大于电路中的纹波电流。

电容的ESR<

△Vo/△IL=40x1％/1.33=O.3Ω。

另外，为满足输出纹波电压相对值的要求，滤波电容量应满足

根据计算出的ESR值和容量值选择电容器，由于低温时ESR值增大，故应按低温下的ESR来选择电容，因此，选用560μF／50V以上频率特性好的电解电容可满足要求。

3.5外补偿网络

UC3842误差放大器的输出端脚l与反相输入端脚2之间外接补偿网络Rf、Cf。

Rf、Cf的取值取决于UC3842环路电压增益、额定输出电流和输出电容，通过改变Rf、Cf的值可改变放大器闭环增益和频响。

为使环路得到最佳补偿，可测试环路的稳定度，测量Io脉动时输出电压Vo的瞬态响应来加以判断。

图5为Cf选用0.0lμF和470pF时动态响应控制波形的区别，上冲下降幅度和复位时间都有差别。

3.6斜坡补偿

在实用电路中，增加斜坡补偿网络，一般有二种方法，一是从斜坡端脚4接补偿网络Rx、Cx至误差放大器反相输入端脚2，使误差放大器输出为斜坡状，再与Rs上感应的电压比较。

二是从斜坡端脚4接补偿网络Rx、Cx到电流感应端脚3，将在Rs的感应电压上增加斜坡的斜率，再与平滑的误差电压进行比较，作用是防止谐波振荡现象，避免UC3842工作不稳定，同时改善电流型控制开关电压的噪声特性。

本文采用方法二。

3.7保护电路

当UC3842的脚3电压升高超过1V或脚1电压降到1V以下，都可使PWM比较器输出高电平，造成PWM锁存器复位。

根据UC3842关闭特性，可以很容易在电路中设置过压保护和过流保护。

本电路中Rs上感应出的峰值电流形成逐个脉冲限流电路，当脚3达到1V时就会出现限流现象，所以，整个电路中的电感磁性元件和功率开关管不必设计较大的余量，就能保证稳压电路工作可靠，降低成本。

4结语

按以上原理和计算设计丁输入18V，输出40V的80W升压DC／DC电路，整个电路调试容易，工作稳定，可靠性高，效率达80％以上，特别是成本低，已应用于实际设备中。

另外，可根据具体的电路指标要求，对电路灵活控制、变动，设计出其他的应用电路。